способ цифрового формирования диаграммы направленности линейной фар при излучении лчм сигнала

Формула изобретения

Способ цифрового формирования диаграммы направленности линейной ФАР при излучении ЛЧМ сигнала, заключающийся в том, что формируют квадратурные составляющие комплексной огибающей сигнала, в каждой квадратурной составляющей осуществляют преобразование сигнала в цифровую форму, распределяют цифровой сигнал по антенным элементам ФАР, в каждом антенном элементе ФАР сигнал умножают на комплексный коэффициент , где _m( ) - требуемый фазовый сдвиг для m-го антенного элемента при формировании ДНА ФАР в направлении относительно ее нормали, равный ( , где f₀ - несущая частота, d - расстояние между антенными элементами ФАР, с - скорость света, отличающийся тем, что сигнал в каждом m-ом антенном элементе ФАР дополнительно умножают на комплексный коэффициент , где f - девиация частоты ЛЧМ сигнала, - длительность ЛЧМ сигнала, , M - количество антенных элементов линейной ФАР, s - номер дискретного отсчета, , S - количество дискретных отсчетов, приходящихся на длительность ЛЧМ сигнала, T - период дискретизации сигнала, осуществляют его квадратурную модуляцию, преобразуют в аналоговую форму, усиливают и излучают антенным элементом ФАР.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в радиолокационных станциях (РЛС) с линейными фазированными антенными решетками (ФАР) при цифровом формировании диаграммы направленности (ДН) и применением в качестве зондирующих импульсных широкополосных линейно-частотно-модулированных (ЛЧМ) сигналов.

В настоящее время РЛС с ФАР получают все большее распространение. Способность быстро и с высокой точностью изменять положение ДН в пространстве, выполнять множество задач по пространственно-временной обработке сигналов и адаптации к помехово-целевой обстановке сделали РЛС с ФАР предпочтительнее РЛС с другими типами антенных систем. Так, в РЛС с ФАР дальность действия, разрешающая способность, точность определения угловых координат объектов, время обзора и установки луча в заданную точку пространства, помехозащищенность и другие параметры определяются в основном параметрами антенн [1, с.7, 68].

Вместе с тем для решения задач, стоящих перед современными РЛС, требуется использование сигналов с широким спектром (до десятков процентов от значения несущей частоты). К таким задачам можно отнести повышение разрешающей способности РЛС, улучшение ее помехозащищенности, распознавание образа обнаруженного объекта и др. [1, с.67; 2, с.137].

При электронном сканировании в РЛС с ФАР возникает известное противоречие, заключающееся в ограниченной ширине полосы пропускания ФАР и необходимостью применения в качестве зондирующих импульсных сигналов с широким спектром [1, с.67, 68, 72, 81; 2, с.176; 3]. Указанное противоречие приводит к тому, что при широком спектре излучаемого сигнала происходит существенное искажение ДН ФАР, проявляющееся в смещении ее максимума, расширении главного лепестка, снижении коэффициента усиления антенны в заданном направлении, а при приеме и обработке вызывает изменение частотно-временной структуры сигналов, их формы, снижение отношения сигнал-шум (ОСШ) и нарушение условий оптимального приема [1, с.68].

Известен ряд источников [2, с.175-190; 3; 4, с.118, 119], описывающих способы ослабления указанного противоречия.

Один из способов заключается в ограничении в заданных пределах ширины спектра частот, излучаемого ФАР сигнала.

Например, в РЛС, использующих ФАР с последовательным питанием со стороны края структуры, при сканировании в секторе ±60° ширина спектра частот излучаемого сигнала в процентах должна быть примерно в два раза меньше ширины луча в градусах [2, с.182].

В РЛС, использующих ФАР с параллельным питанием, при сканировании в секторе ±60° ширина спектра частот зондирующего сигнала ограничивается соотношением: ширина полосы в процентах равна ширине луча в градусах [Справочник по радиолокации. Под ред. М.Сколника. Т.2. М., Сов. радио, 1977, с.177].

Другой способ заключается в том, что для расширения полосы пропускания ФАР одновременно используется два метода управления лучом - путем введения временных задержек и фазовый [3]. Решетка в этом случае разбивается на N частных подрешеток, на входах которых устанавливаются управляемые устройства временной задержки сигналов, а для управления фазой излучения всех антенных элементов используются фазовращатели. Результирующая ширина полосы частот такой ФАР определяется компромиссом между высокой стоимостью линий задержки при большом числе подрешеток и допустимым уровнем искажений ДН, а также ограничениями полосы пропускания при слишком малом числе подрешеток, на которые разбита ФАР. Например, в ФАР с N частными подрешетками, имеющая каждая устройство временной задержки, допустимая ширина спектра частот зондирующего сигнала при секторе сканирования ±60° возрастает в Т раз [2, с.179]. Однако разбиение ФАР на подрешетки приводит к резкому ухудшению результирующей ДН из-за дифракционных лепестков, уровень которых возрастает при изменении частоты излучаемого сигнала.

Существенное расширение полосы пропускания обеспечивается в ФАР, в которых для формирования ДН применяются устройства с управляемыми временными задержками [2, с.138, 179-181; 4, с.119]. Однако при больших размерах апертуры антенны устройства временной задержки становятся слишком сложны, вносят большие потери энергии, являются частотно-зависимыми, а также дорогими и не могут применяться для управления каждым излучающим элементом [2, с.138, 181].

Наиболее близким к заявляемому способу является способ цифрового формирования ДН ФАР с введением фазового сдвига в сигнал [1, с.96; 5, с.120, 121]. Он может быть использован при формирования ДН ФАР, как на передачу, так и на прием.

При цифровом формировании ДН линейной ФАР на передачу осуществляется введение фазового сдвига в зондирующий сигнал [5, с.151]. Способ заключается в том, что формируют квадратурные составляющие комплексной огибающей сигнала, в каждой квадратурной составляющей осуществляют преобразование сигнала в цифровую форму, распределяют цифровой сигнал по антенным элементам ФАР, в каждом антенном элементе ФАР сигнал умножают на комплексный коэффициент e^{-J m( )}, где _m( ) - требуемый фазовый сдвиг для m-го антенного элемента при формировании ДН ФАР в направлении 6 относительно ее нормали, равный , где f₀ - несущая частота, d - расстояние между антенными элементами ФАР, с - скорость света, осуществляют его квадратурную модуляцию, преобразуют в аналоговую форму, усиливают и излучают антенным элементом ФАР.

Недостатком способа-прототипа является то, что при формировании ДН введением фазового сдвига полоса пропускания ФАР по-прежнему остается узкой. Например, при сканировании в секторе ±60° и допустимом снижении коэффициента усиления не более чем на 1 дБ ширина спектра частот импульсного зондирующего сигнала ограничивается соотношением: ширина полосы в процентах равна удвоенной ширине луча в градусах [6, с.93]. С расширением спектра частот зондирующего сигнала возникают искажения ДН ФАР, проявляющиеся в смещение максимума ДН, расширение главного лепестка, снижение коэффициента усиления антенны в заданном направлении. Указанные искажения ДН ФАР проявляются особенно значительно при достаточно больших апертурах антенны и секторах сканирования.

Целью изобретения является расширение полосы пропускания линейной ФАР при цифровом формировании ДН и излучении ЛЧМ сигнала.

Способ заключается в том, что сигнал в каждом m-ом антенном элементе ФАР дополнительно умножают на комплексный коэффициент , где f - девиация частоты ЛЧМ сигнала, - длительность ЛЧМ сигнала, - количество антенных элементов линейной ФАР, s - номер дискретного отсчета, - количество дискретных отсчетов, приходящихся на длительность ЛЧМ сигнала, T - период дискретизации сигнала.

Изобретение поясняется чертежами. На фиг.1 изображена структурная схема устройства, реализующего предлагаемый способ цифрового формирования ДН, где 1 - устройство синхронизации, 2 - цифровой синтезатор ЛЧМ сигнала, 3 - устройство управления, 4 - блок памяти, состоящий из М запоминающих устройств 4.1, 4.2, ,4.М, 5 - блок умножения, состоящий из М комплексных умножителей 5.1, 5.2, ,5.М. 6 - блок модуляторов, состоящий из М квадратурных модуляторов 6.1, 6.2, ,6.М. 7 - блок цифроаналоговых преобразователей (ЦАП) 7.1, 7.2, ,7.М, 8 - блок усилителей 8.1, 8.2, ,8.М и антенную решетку, состоящую из М антенных элементов 9.1, 9.2, ,9.М Причем выход цифрового синтезатора ЛЧМ сигнала 2 соединен со вторыми входами комплексных умножителей 5.1, 5.2, ,5.М блока умножения 5, а выходы соответствующих запоминающих устройств 4.1, 4.2, , 4.М блока памяти 4 соединены с первыми входами соответствующих комплексных умножителей 5.1, 5.2, , 5.М блока умножения 5. На фиг.2-7 приведены сечения ДН F( ) 128-элементной линейной ФАР в плоскости при использовании способа-прототипа и предлагаемого способа формирования ДН. На фиг.2а, б представлены сечения ДН при девиации частоты ЛЧМ сигнала f=0,2 ГГц и направлении фазирования =0°, на фиг.3а, б при девиации частоты ЛЧМ сигнала f=1 ГГц и направлении фазирования =0°, на фиг.4а, б при девиации частоты ЛЧМ сигнала f=0,2 ГГц и направлении фазирования =30°, на фиг.5а, б при девиации частоты ЛЧМ сигнала f=1 ГГц и направлении фазирования =30°, на фиг.6а, б при девиации частоты ЛЧМ сигнала f=0,2 ГГц и направлении фазирования =60°, на фиг.7а, б при девиации частоты ЛЧМ сигнала f=1 ГГц и направлении фазирования =60° для способа-прототипа (фиг.2а-7а) и предлагаемого способа (фиг.2б-7б) соответственно.

Суть изобретения состоит в следующем. Пусть имеется линейная эквидистантная ФАР, содержащая М ненаправленных антенных элементов. Антенные элементы расположены относительно друг друга на расстоянии d.

Рассмотрим процесс излучения ЛЧМ сигнала в направлении относительно нормали ФАР. Сигнал, излучаемый антенным элементом можно записать в виде

где a - амплитуда ЛЧМ сигнала, (t) - закон изменения фазы ЛЧМ сигнала, f₀ - несущая частота, - длительность ЛЧМ сигнала.

Из-за пространственного разнесения антенных элементов излучение сигнала каждым антенным элементом происходит со своей задержкой, обусловленной разностью хода R. Разность хода R между 0-м и m-м антенными элементами и соответственно задержка во времени составляют

Тогда сигнал на выходе m-го антенного элемента равен

Для ЛЧМ сигнала закон изменения фазы , поэтому выражение (3) можно записать в виде

С учетом формулы (2) выражение (4) будет иметь вид

Для формирования ДН необходимо скомпенсировать разность фаз сигналов u_m(t, ), излучаемых разными антенными элементами, согласно выражению (5). Вместе с тем, анализ формулы (5) показывает, что множитель не зависит ни от номера антенного элемента, ни от направления фазирования, а его показатель экспоненты является общим для всех антенных элементов законом изменения фазы ЛЧМ сигнала. Показатель экспоненты множителя характеризует набег фазы по раскрыву ФАР между антенными элементами для выбранного направления фазирования . Для формирования ДН указанный набег фаз компенсируют в способе-прототипе комплексным множителем , зависящим только от номера антенного элемента m и выбранного направления фазирования . Показатель экспоненты множителя характеризует изменение фазы ЛЧМ сигнала в течение его длительности для m-го антенного элемента и выбранного направления фазирования за счет девиации частоты f ЛЧМ сигнала.

Рассмотрим его подробнее. При отсутствии частотной девиации ( f=0) показатель экспоненты для любого направления фазирования равен нулю, а сам множитель единице, что соответствует излучению узкополосного сигнала. Выражение (5) при этом сводится к виду

Для формирования ДН в способе-прототипе набег фаз в показателе экспоненты компенсируют комплексным множителем . При введении частотной девиации ( f 0) показатель экспоненты становится отличным от нуля при отклонении луча ФАР от нормали, что приводит к дополнительному изменению фазы излучаемого сигнала, зависящему от номера /и антенного элемента, выбранного направления фазирования , девиации частоты f, длительности импульса , расстояния между антенными элементами d и времени 0 1< . В способе-прототипе указанный набег фаз не компенсируется, что приводит к искажению ДН. Причем искажения тем существеннее, чем больше девиация частоты f ЛЧМ сигнала и отклонение направления фазирования от нормали ФАР.

Таким образом, для формирования ДН ФАР при излучении ЛЧМ сигнала необходимо в каждом m-ом антенном элементе для выбранного направления фазирования скомпенсировать изменение фазы сигнала за счет девиации частоты f ЛЧМ сигнала, что эквивалентно умножению на комплексный коэффициент .

При цифровом формировании ДН выражение для компенсации дополнительного фазового сдвига в зондирующий сигнал будет иметь вид

,

s - номер дискретного отсчета, , S - количество дискретных отсчетов, приходящихся на длительность ЛЧМ сигнала; T - период дискретизации сигнала.

Осуществить предлагаемый способ возможно в цифровой линейной ФАР. Один из возможных вариантов структурной схемы устройства, реализующего предлагаемый способ цифрового формирования ДН, представлен на фиг.1. Работа устройства начинается с приходом импульсов синхронизации от устройства синхронизации 1, следующих с периодом T, на цифровой синтезатор ЛЧМ-сигнала 2 и устройство управления 3. Синтезатор ЛЧМ сигнала 2 формирует комплексный цифровой ЛЧМ сигнал с заданными параметрами девиации частоты T и длительности импульса в соответствии с выражением

,

который поступает на вторые входы комплексных умножителей 5.1, 5.2, ,5.М блока умножения 5. На первые входы комплексных умножителей 5.1, 5.2, ,5.М подаются сигналы с выходов соответствующих запоминающих устройств 4.1, 4.2, ,4.М блока памяти 4. В запоминающих устройствах 4.1, 4.2, ,4.М для соответствующих антенных элементов 9.1, 9.2, ,9.М антенной решетки 9, заданных направлений фазирования _i, - количество направлений фазирования) и номеров дискретных отсчетов s, хранятся заранее рассчитанные и записанные комплексные коэффициенты вида

,

позволяющие компенсировать изменение фазы ЛЧМ сигнала в зависимости от номера антенного элемента m, выбранного направления фазирования _i, а также его девиации частоты f. Устройство управления 3 по сигналам, поступающим от устройства синхронизации 1 с периодом T, формирует управляющие сигналы для запоминающих устройств 4.1, 4.2, ,4.M с целью последовательного извлечения по времени комплексных коэффициентов (s, m, _i), для фиксированного i-го направления фазирования _i.

В блоке 5 с использованием комплексных умножителей 5.1, 5.2, ,5.М осуществляется операция комплексного умножения ЛЧМ сигнала на соответствующие коэффициенты, т.е. формируется сигнал вида

С выходов комплексных умножителей 5.1, 5.2, ,5.М ЛЧМ сигнал u(s, m, _i) поступает на соответствующие входы квадратурных модуляторов 6.1, 6.2, ,6.М блока модуляторов 6. Квадратурные модуляторы 6.1, 6.2, ,6.М осуществляют перенос спектра ЛЧМ сигнала на несущую частоту f₀

Затем осуществляется преобразование сигнала в аналоговую форму с помощью соответствующих цифроаналоговых преобразователей (ЦАП) 7.1, 7.2, ,7.М блока 7, их усиление в усилителях 8.1, 8.2, ,8.М блока 8 и излучение в пространство с помощью соответствующих антенных элементов 9.1, 9.2, ,9.М антенной решетки 9.

В качестве цифрового синтезатора ЛЧМ сигнала 2 может быть использована микросхема 1508ПЛ8Т, комплексные умножители в блоке умножения 5 представляет собой набор стандартных микросхем PDSP16116/AIMC фирмы Zarlink Semiconductor, блоки модуляторов 6 и ЦАП 7 могут быть реализованы на микросхемах AD9773/5/7 фирмы Analog Devices.

Подтверждение возможности получения вышеуказанного технического результата при осуществлении предлагаемого способа проводилось по результатам имитационного моделирования.

На фиг.2-7 представлены сечения ДН 128-элементной линейной ФАР в плоскости 6, возбуждаемой ЛЧМ сигналом, при использовании способа-прототипа и предлагаемого способа формирования ДН для различных направлений фазирования и ширины спектра ЛЧМ сигнала. На фиг.2, 4, 6 представлены результаты для сигнала с параметрами: длительность =125 мкс, девиация частоты f=0,2 ГГц, несущая частота f₀=10 ГГц. На фиг.3, 5, 7 представлены результаты для сигнала с аналогичными параметрами, но с девиацией частоты f=1 ГГц. На фиг.2-7 показана динамика изменения ДН ФАР для двух характерных случаев ее формирования: в начале и конце излучения импульсного широкополосного ЛЧМ сигнала.

Анализ графических зависимостей, приведенных на фиг.2а-7а, позволяет заключить, что для способа-прототипа с расширением спектра частот излучаемого сигнала и при отклонении направления фазирования от нормали ФАР происходит смещение максимума ДН, расширение главного лепестка и снижение коэффициента усиления антенны для выбранного направления фазирования. Например, при изменении девиации частоты ЛЧМ сигнала в пять раз (с 0,2 ГГц до 1 ГГц) и направления фазирования =30° смещение максимума ДН происходит более чем на десять градусов, расширение главного лепестка в 1,3 раза, а снижение коэффициента усиления антенны почти в 13 раз (фиг.4а и 5а соответственно). При изменении девиации частоты ЛЧМ сигнала с 0,2 ГГц до 1 ГГц и направления фазирования =60° искажения ДН значительно существеннее (фиг.6а и 7а соответственно). Как следует из фиг.2б-7б предлагаемый способ формирования ДН свободен от указанных недостатков.

Полосу пропускания ФАР для способа-прототипа можно оценить соотношением [6, с.92, 93]: при сканировании в секторе ±60° и допустимом снижении коэффициента усиления не более чем на 1 дБ, ширина полосы в процентах равна удвоенной ширине луча в градусах для направления фазирования =0°. Из фиг.2 видно, что ширина ДН при излучении в направлении нормали составляет примерно один градус по уровню 0,7 от максимума, что при заданных выше условиях и несущей частоте f₀=10 МГц ограничивает для способа-прототипа полосу пропускания ФАР величиной примерно в 200 МГц. Это подтверждается фиг.4а и 6а. Анализ данных графических зависимостей показывает, что при использовании ЛЧМ сигнала с девиацией частоты f=0,2 ГГц и секторе сканирования более чем ±30° в способе-прототипе электронное сканирование фактически невозможно вследствие существенного смещения максимума ДН и снижения коэффициента усиления для выбранного направления фазирования. Предлагаемый способ обеспечивает формирование ДН без смещения ее максимума и снижения коэффициента усиления для выбранного направления фазирования в секторе ±60° с использованием ЛЧМ сигнала с девиацией частоты f=1 ГГц, что подтверждается графиками на фиг.7б. Последнее говорит о том, что полоса пропускания ФАР для предлагаемого способа составляет величину не менее 1 ГГц, что в пять раз превышает полосу пропускания ФАР, обеспечиваемую способом-прототипом.

Использование изобретения в РЛС с линейными ФАР позволит обеспечить широкую полосу пропускания ФАР при цифровом формировании ДН с использованием импульсного широкополосного ЛЧМ сигнала в широком секторе сканирования, что повысит дальность действия РЛС, ее разрешающую способность и точность измерения координат целей.

ИСТОЧНИКИ ИНФОРМАЦИИ

1. Проблемы антенной техники/Под ред. Л.Д.Бахраха, Д.И.Воскресенского. М., Радио и связь, 1989.

2. Справочник по радиолокации. Под ред. М.Сколника. Т.2. М., Сов. радио, 1977.

3. Мейлукс Р.Д. Теория и техника ФАР//ТИИЭР. 1982, т.70, № 3.

4. Радиоэлектронные системы: основы построения и теория. Справочник/ Я.Д.Ширман, Ю.И.Лосев, Н.Н.Минервин, С.В.Москвитин/ Под ред. Я.Д.Ширмана. М., ЗАО "МАКИС". 1988.

5. АФАР/Под. ред. Д.И.Воскресенского и А.И.Канащенкова. М., Радиотехника, 2004.

6. Воскресенский Д.И. Проектирование активных фазированных антенных решеток/Под ред. Д.И.Воскресенского. М., Радиотехника, 2003.