способ комбинированного кодирования и вычисления эхо-сигналов и устройство для его осуществления

Формула изобретения

1. Способ вычисления отраженных эхо-сигналов, использующий k-разрядные кодовые последовательности, в которой биты представлены двухполярными НЛЧМ (или ЛЧМ)-сигналами длительностью j дискретных тактов, с формированием последовательности из k АКФ (автокорреляционная функция) длительностью k×j тактов, отличающийся тем, что последовательность вычисленных АКФ преобразуют в итоговую последовательность и вычисляют итоговую АКФ путем потактного перемножения оцифрованных данных исходной последовательности k АКФ, равноотстоящих друг от друга на j тактов, причем критерием выявления эхо-сигнала является мера соотношения вычисленного основного сигнала АКФ к уровню шумов.

2. Способ по п.1, отличающийся тем, что k-разрядные кодовые последовательности используются в виде набора группы n составных кодовых последовательностей из единичных сигналов разнополярных функциональных НЛЧМ- или ЛЧМ-сигналов длительностью j дискретных тактов каждая, при этом кодовые последовательности выбираются таким образом, чтобы обеспечить в промежуточных тактах приема максимальных значений единичных АКФ несовпадение полярностей принимаемого сигнала маски НЛЧМ- или ЛЧМ-сигналов и единичного отраженного сигнала, по крайне мере в одной из двух и более сопряженных пар.

3. Способ по п.1, отличающийся тем, что знаковые дискретные данные исходной последовательности АКФ сравнивают с полярностями сигнала и умножают при совпадении полярностей данных и маски, а данные противоположной полярности заменяют нулевыми значениями.

4. Устройство вычисления эхо-сигналов, поступающих в виде одного из группы n кодов составной кодовой последовательности длиною k из ЛЧМ или НЛЧМ единичных сигналов длиною j цифровых данных каждая, содержащее устройство вычисления АКФ единичной функции, отличающееся тем, что выход вычислителя АКФ через выходной регистр вычислителя АКФ соединен с последовательной цепью тактируемых устройств памяти объемом j адресов каждая и работающих в тактовом режиме чтения/запись, число устройств памяти k-1 вместе с выходным регистром АКФ соответствует длине принимаемого последовательного кода, и их адресные входы подключены к общему циклическому счетчику длительностью j тактов, между устройствами памяти включены регистры чтения/записи, входы данных которых соединены с выходом данных предыдущего устройства памяти, а выходы - с входами последующего устройства памяти и со входами блока умножителей цифровых данных единичных АКФ, содержащим n умножителей k дискретных последовательных равноотстоящих на j тактов значений АКФ с полярностями множителей каждого из n умножителей в соответствие с декодируемым умножителем кода.

5. Устройство по п.4, отличающееся тем, что выходы блоков умножителей второй ступени соединены с входами анализатора, реализующего фильтр дискретных данных, выход которого подключен к входу процессора.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к вычислительной технике, в том числе к цифровой обработке сигналов, решающей задачи формирования и обработки эхо-сигналов, например, радиолокационных сигналов, звуковых или сигналов другого рода, применяемых в медицине, локации и в научных исследованиях.

Известные способы кодирования радиолокационных эхо-сигналов, кодами Баркера и М-последовательностями требуют сигналов в десятки и более двоичных разрядов для необходимого преодоления уровня шумов в приемнике отраженного сигнала. В то время как длительные сигналы наиболее подвержены искажениям, связанным с допплер-эффектом. Так же, известные способы кодирования эхо-сигналов не в состоянии обеспечить прием и декодирование отраженных сигналов с различными кодами, что приводит к необходимости сложной и относительно медленной пространственной развертки радиолокационного луча.

Технический результат предлагаемого способа кодирования и вычисления эхо-сигналов заключается в возможности одновременного использования десятков излучателей с неподвижными в пространстве лучами, с приемом и декодированием отраженных сигналов на одном устройстве без расширения спектра приемного канала, и в преодолении высокого уровня шумов и помех при вычислении АКФ отраженного сигнала, представленного в виде закономерной последовательности идентичных разнополярных частотно модулированных сигналов с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ) или нелинейной (НЛЧМ) частотной модуляцией. Известные способы комбинированного кодирования и вычисления эхо-сигналов основаны на использовании кодов Баркера и автокорреляции применяемого сигнала на двух ступенях кодирования (Головков В.М., «Кумулятивные коды с повышенной границей боковых сигналов» Доклады 11-ой международной конференции «Цифровая обработка сигналов», Москва, 2009 г, Л1; а также Головков В.М., Зуев А.Г «Способ комбинированного и вычисления эхо-сигналов» Доклады 12-ой международной конференции «Цифровая обработка сигналов», Москва, 2010 г., Л2).

Однако указанные способы для преодоления значительных уровней шумов требуют применения кодовых последовательностей большой длительности, что определено возрастающей зависимостью допустимого уровня шума от длины используемого кода. Большая длина кодов требует больших энергетических затрат при их формировании, а результат приема таких отраженных эхо-сигналов становится особенно зависимым от допплер-эффекта, связанного с движением цели.

Предлагаемый способ позволяет получить те же результаты устойчивости к шумам при значительно меньшей длине кодовых последовательностей, что достигается на второй ступени вычисления эхо-сигнала перемножением всех АКФ единичных сигналов, входящих в кодовую последовательность, построенную таким образом, чтобы минимизировать ложные сигналы итогового произведения АКФ на промежуточных стадиях приема всей последовательности. Для этой цели предпочтительно используют специальные коды и методы их декодирования, позволяющие на промежуточных тактах вычисления итоговой АКФ практически устранить появление боковых сигналов.

Для повышения достоверности обнаружения эхо-сигналов предлагается такое кодирование последовательности из одного и того же единичного НЛЧМ- или ЛЧМ-сигнала путем закономерного чередования его полярности, которое обеспечивает одновременное использование некоторой группы кодовых последовательностей равной длины с их приемом и декодированием на одном приемном вычислителе эхо-сигналов, определяющего код эхо-сигнала (направление излучения) и время его обнаружения. Такая возможность обусловлена вычислением эхо-сигналов из последовательности АКФ единичных НЛЧМ- или ЛЧМ-сигналов путем такого умножения равноотстоящих сигналов всех АКФ кодовой последовательности, при котором множители произведения определяются полярностью соответствующего разряда кода. Указанный алгоритм вычисления итогового эхо-сигнала определит последний как произведение максимальных значений АКФ входящих в кодовую последовательность единичных сигналов.

Для указанной цели сигналы АКФ удобнее представить в виде условной дроби: или , где верхние части являются положительными, а нижние - отрицательными, S обозначает ту часть АКФ, в которой представлен ее основной сигнал АКФ, a N_s - коррелированный шум ее АКФ той или другой полярности или несущественную информацию, которую можно считать шумом. По аналогии отсутствие АКФ можно обозначать через , то есть, как коррелированный разнополярный шум вне границ формирования очередной АКФ. Символы S и N характеризуют последовательную совокупность чередующихся сигналов той или другой полярности и в данной условной дроби по крайней мере одна из ее частей в каждом такте должна равняться нулю, поскольку в одной точке может быть только один сигнал той или другой полярности. Это обстоятельство имеет значение в предлагаемом алгоритме выявления эхо-сигнала.

В своей основе данный алгоритм является аналогом автокорреляции с той разницей, что обычная автокорреляция выявляет степень совпадения принимаемого сигнала с образцом, а предлагаемый алгоритм вычисляет степень «непохожести» произведения сигналов в некотором интервале времени, определяемом появлением основных сигналов АКФ, с результирующими произведениями величин шумов, действующих на всей протяженности функциональной кодовой последовательности. Таким образом, критерием выявления эхо-сигнала в данном случае, как и других случаях, является мера соотношения вычисленного основного сигнала к уровню шумов.

Проблема, возникающая при выявлении эхо-сигнала объясняется тем, что по мере поступления дискретных данных неизбежно должны возникать частичные произведения основных сигналов АКФ на некоторые шумы. Предлагаемый способ комбинированного кодирования и вычисления эхо-сигналов легко поясняется на примере простейшей кодовой последовательности, состоящей из двух разнополярных единичных функций.

Последовательность двух АКФ таких единичных сигналов можно изобразить схематично как

Первое «дробное» выражение (1) показывает, что АКФ первой функции имеет положительный основной сигнал и сопутствующие ему положительный и отрицательный (нижняя часть) дискретные сигналы шума. Соответственно вторая «дробь» указывает на отрицательный основной сигнал второй АКФ со своим шумовым окружением. Заметим, что сигналы S в выражении (1) имеют одинаковые значения, поскольку исходные их функции зеркальны и вычисляются их АКФ на одном и том же вычислителе. Различие конкретных значений шумов N_s не имеет значения, они имеют одинаковый уровень в силу общих условий приема эхо-сигналов и их корреляции на том же вычислителе АКФ.

Пример такой последовательности в отсутствие шумов приведен на Фиг.2, которую можно рассматривать как последовательный код 10 с двоичными «единицами», представленными одними и теми функциональными отрезками разной полярности, каждый из которых является НЛЧМ-сигналом.

Поскольку конвейерный вычислитель единичной АКФ настроен на одну (положительную) полярность, то на его выходе будет последовательность двух разнополярных АКФ, изображенная на Фиг.3, которая в том же конвейерном режиме поступает на двухвходовой умножитель последовательных АКФ.

Операция умножения для данного случая описывается уравнением

в котором произведение двух последовательностей длительностью j тактов преобразуется в последовательность той же длины. Смысл указанной операции заключается в получении последовательности U_i из произведений двух дискретных величин u_i и u_i+j, отстоящих друг от друга на j тактов, которые и разделяют два основных сигнала двух АКФ.

Непрерывная конвейерная обработка поступающих в качестве множителей сигналов означает появление первого множителя с основным сигналом АКФ в отсутствие второго, интервал времени которого занимает коррелированный шум, непрерывно поступающий с вычислителя АКФ. Поскольку полезный сигнал будет умножаться на шум, то полярность порожденной помехи не может быть определена и может совпасть с полярностью произведения двух основных сигналов. Фактически это бы означало, что избирательный эффект умножения будет понижен.

Для достижения высокого избирательного эффекта, предлагается множители произведения преобразовывать таким образом, чтобы каждый вход умножителя принимал из конвейерных дискретных данных только одну, ту свою полярность, которая должна устанавливаться на его входе в заключительной фазе приема всех АКФ. При этом в промежуточных фазах приема несовпадение установленной для множителя полярности и поступившей означает замену в данном такте дискретных данных нулями.

Подобная операция полностью аналогична дискретному детектору, но в отличие от аналогового детектора она заключается в отбрасывании того или другого знака полярности и ее пропускаемые выходные однополярные многоразрядные дискретные величины по сути дела можно считать положительными. На Фиг.4 приведена последовательность сигналов АКФ, прошедших подобный «детектор» на входе одного множителя и на Фиг.5 на другом множителе. Проход чужого множителя (в области координате 12 на одном и 2 на втором) отмечен нулевым значением в интервале длительности полезного сигнала и, следовательно во всем этом интервале результат произведения двух АКФ будет равен нулю и только при одновременном появлении на входах умножителя двух «своих» АКФ будет формироваться в интервале основных сигналов АКФ итоговый сигнал в виде их произведений. В других участках периода сдвоенной последовательности будут вычисляться произведения детектированных коррелированных шумов N_s,i*N_s,i+j. Так как отсеивание сигналов одной полярности создает нулевые участки, которые при равномерных шумах могут составить половину длительности периода одной АКФ, то с учетом второй аналогичной половины вероятность умножения шума на «ноль» возрастает до 75%, что является существенным для минимизации произведения коррелированных шумов.

Общий сигнал произведения двойной последовательности вида 0 1 при отсутствии шумов приведен на Фиг.6.

Отсутствие боковых сигналов объясняется видом исходных единичных функций и «нулевыми» произведениями боковых сигналов.

Избирательная эффективность предлагаемого способа комбинированного кодирования с умножением АКФ в присутствии шумов можно оценить сравнением с эффективностью известных способов в аналогичных условиях (Л1, Л2). Приведенный выше пример кода соответствует двухразрядному коду Баркера, но уже при минимальном числе разрядов кодовой последовательности выявляется очевидное преимущество обработки отраженных сигналов методом умножения их АКФ, а не вычислением АКФ второй ступени методом их знакопеременного суммирования согласно тому или другому коду. Применение последнего требует более чем двойное увеличение числа разрядов в кодовой последовательности для получения сравнимых результатов устойчивости к шумам. В связи с этим возникает вопрос о числе разрядов кодовой последовательности, использующей умножение промежуточных АКФ и методе кодирования таких последовательностей. Совершенно очевидно, что длина составных кодов с декодированием на второй ступени методом умножения АКФ единичных НЛЧМ-сигналов много меньше требуемой длины кодов в случае знакопеременного суммирования АКФ при аналогичных характеристиках устойчивости к шумам, однако первые коды как и вторые требуют своих правил построения.

Основная опасность появления ложных сигналов в данном случае возникает в тех коротких интервалах времени, когда умножаются сигналы, расположенные в области максимального сигнала промежуточных АКФ. Однако такое положение можно не только минимизировать, но и исключить полностью. Например, в кодах вида 0111 11 в интервалах приема основных сигналов при неполном приеме кодовой последовательности один из множителей всегда будет равен нулю, поскольку игнорирование «чужой» полярности обнуляет множитель в области максимального сигнала на входе соответствующего узла умножения и только при полном приеме устанавливается правильное соответствие полярностей и формируется итоговое произведения с максимальным значением. Коды вида 0111 11 не создают проблем, если единичные функциональные сигналы и кодовые матрицы их АКФ не содержат постоянной составляющей.

Поскольку применение метода умножения АКФ составных кодов из единичных функциональных сигналов с малыми боковыми сигналами не приводит к заметным боковым сигналам итогового произведения, то проще отмечать нежелательные кодовые последовательности, чем возможные, к которым практически относятся все коды выбранной разрядности. К таким нежелательным кода относятся коды с регулярной последовательностью, например, 000 00 или 010101 01 и им подобные, создающие на промежуточных тактах вычисления общего произведения максимальных сигналов АКФ и шумов, значительное число множителей с максимальным значением АКФ единичных сигналов. С этой точки зрения наиболее благоприятными кодами второй ступени являются нерегулярные коды, содержащие сопоставимое количество 0 и 1. Существенным преимуществом метода умножения единичных АКФ является возможность одновременного приема и декодирования различных составных кодов на базе одной единичной функцию, так как поступающий на входы различных декодеров код лишь на единственном декодере не будет содержать «нулевых» зон множителей в момент приема максимальных сигналов промежуточных АКФ.

Таким образом сигнал произведения всех, входящих АКФ будет выявляться лишь на одном умножителе, полярности всех множителей на входах которого совпадают с направлением диодных «стрелок». В характерном для локации апериодическом режиме при разрядности составного кода, равной k, теоретически возможно в одном устройстве декодирование всех 2^k двоичных кодов с выявлением одного и с отсутствием значительных выходных сигналов на остальных 2^k-1 декодерах. Однако в случае отсутствия необходимости использования всего набора кодов необходимо выбрать наиболее предпочтительные коды. Такими кодами могут быть, например, коды, содержащие одинаковое количество 1, равное или близкое половине разрядов кода. Такие коды имеют минимальное кодовое расстояние равное 2, что исключает ложное определение при единственной ошибке. Набор четырех разрядного кода будет содержать 6 кодов, для пяти разрядного - 10 кодов. Последние представлены в Табл.1

Таблица I
1.	00011	6.	01100
2.	00101	7.	10001
3.	00110	8.	10010
4.	01001	9.	10100
5.	01010	10.	11000

Изучение свойств пятиразрядных кодов (Табл. I) обнаруживает их различие в формировании промежуточных сигналов декодеров. Например, декодер кода № 5 (01010) в третьем промежуточном цикле будет формировать произведение трех максимальных сигналов и двух сигналов коррелированного шума, что при высоком уровне шумов может привести к ложному сигналу. Аналогично сказанному декодеры кодов № 4 (01001) и № 8 (10010) в промежуточном такте содержат два максимальных множителя на три множителя шумов, что тоже является нежелательным с точки зрения устойчивости к шумам. Для некоторых чрезмерных уровней шумов могут стать нежелательными и коды с номерами 3, 6 и 7, декодирование которых начинается с умножения максимального сигнала АКФ на четыре сигнала коррелированного шума. Применение в одной группе кодов № 9 и 10 приводит к появлению двукратного и трехкратного максимального множителя при отсутствии нулевого, что также нежелательно. Таким образом из рассмотренного обзора остаются два предпочтительных кода с № 1 и 2, имеющие по два нулевых множителя в невыбранном декодере при выборке другого и отвечающих самому высокому уровню шумов. Такая пара кодов может быть представлена и их инверсными значениями 11100 11010. В случае среднего уровня шумов можно выбрать из приведенных семь кодов и лишь при минимальном уровне использовать все 10 кодов. Однако количество кодов в группе при числе разрядов пять и более вполне оправдано увеличить без снижения их устойчивости к шумам путем разрешения одного максимального множителя в первом промежуточном такте, когда четыре остальные множителя состоят из коррелированных шумов. Это соображение оправдывается тем, что каждый из указанных четырех множителей в силу симметрии шумов и правилам кодового умножения в 50% тактов представлен нулями, а вероятность нулевого результата их произведения более 93%. Обобщить такой подход можно признанием разрешения в первой паре множителей иметь множители АКФ совпадающей полярности.

Возможно создавать группы кодов исходя из других требований, например, допущения слитного повторения двух и более кодов без пробела с целью более надежного вычисления одного из двух или даже из нескольких кодов. Подобное построение из двух пяти разрядных кодов отличается от рассмотрения его как десяти разрядного тем, что построение многоразрядных кодов с общим вычислением произведения всех АКФ приводит к увеличению вероятности потери результата по причине инверсии одной из АКФ. Статистика подтверждает более высокую надежность вычисления эхо-сигнала при слитном повторении кодов. Коды такой группы должны обладать свойством отличия промежуточных последовательных кодов, образующихся между заданной парой кодов своей группы, любому из кодов группы. Подобные пяти разрядные коды приведены в Таблице II.

Таблица II
1.	00011
2.	00101
3.	11100
4.	11010
5.	00100
6.	11011

Первые четыре кода Таблицы II имеют между собой кодовые расстояния не менее двух и их применение более предпочтительно. Последние два кода образуют с первыми две пары с кодовым расстоянием равным единице, однако их применение может быть оправдано в паре с любыми другими кодами, когда общее число таких пар равно 36 и каждая пара сигналов закрепляется на своем конкретном излучателе, эхо-сигнал которого определяется двумя равноотстоящими последовательными итоговыми сигналами.

Применение и декодирование нескольких кодов в одном заявленном устройстве по Фиг.1 не приводит к его существенному усложнению, поскольку остаются неизменными вычислитель единичной АКФ (3) и цепь блоков памяти (М1-М4) вместе с их регистрами (R1-R5), добавляются только умножители в блоке декодеров (8), которых в общем случае необходимо до 4 на один код, что составляет незначительную часть от умножителей вычислителя АКФ.

Надежность выявления эхо-сигнала методом умножения в большей степени зависит не от составных кодов, а от класса единичных функций, которые разделяются на ЛЧМ или НЛЧМ без постоянной составляющей и с постоянной составляющей.

АКФ единичных сигналов без постоянной составляющей принципиально содержит боковые сигналы, однако их влияние на анализ результата значительно уменьшается с увеличением разрядности составного кода. При соотношении в их АКФ основного сигнала к боковому порядка 5:1 уже при двух разрядном коде влияние боковых сигналов уменьшается в 25 раз, а при пяти разрядном коде - в 625 раз. Важно, что АКФ подобных сигналов не реагирует на сопутствующую входному сигналу помеху в виде постоянной составляющей, что делает возможным применение однополярных АЦП для преобразования в цифру исходных аналоговых сигналов.

Положительной особенностью единичных функций без постоянной составляющей является ее спектр с минимумами в средней части спектра, как это показано на Фиг.7. Количество минимумов зависит от количества периодов в единичной функции.

Это свойство позволяет перед формированием сигнала передающей антенной и во время передачи сигнала формировать синусоидальный сигнал на частоте, соответствующей провалу спектральной характеристики. Указанный сигнал останется не замеченным на АКФ, но его присутствие позволит настраивать линейный режим всего приемного тракта сигнала заранее, до поступления основного эхо-сигнала.

Единичные функциональные сигналы с постоянной составляющей имеют свои преимущества перед аналогичными сигналами без постоянной составляющей, заключающиеся в лучшем абсолютном соотношении основных сигналов АКФ к боковым сигналам, а появление на входе низкочастотных сигналов вполне возможно избежать включением в тракт сигнала соответствующих фильтров, что в значительной мере упрощенно значительными паузами между соседними сигналами. Для таких кодовых последовательностей желательно не иметь постоянной составляющей во всей кодовой последовательности, что достигается равным числом прямых и инверсных функциональных сигналов и приводит к четному числу разрядов в кодовой последовательности. Изучение результатов выделения эхо-сигнала с применением кодов 001 и 0011 дает основание для установления преимущества второго над первым, хотя в первом случае соотношение выделенного сигнала к шуму сопоставимо с семиразрядным кодом Баркера 0001101, что означает достижение того же эффекта при более чем в два раза меньше длины кодов второй ступени.

Важно отметить, что при длине кодов в 4 разряда допустимый средний уровень шумов для указанных кодов с умножением промежуточных АКФ настолько высок, что превышает аналогичные характеристики кодов Баркера длиною в 11 и 13 разрядов

Устройство, реализующее предлагаемый способ комбинированного кодирования и вычисления эхо-сигналов, изображенное на Фиг.1 для определенности выполняет декодирование пяти разрядных кодов из единичных сигналов. Пример такой последовательности в коде 01011 из единичных сигналов не содержащих постоянной составляющей, приведен на Фиг.8.

Всю начальную, предварительную и заключительную обработку поступающих сигналов осуществляет процессор, который:

- формирует тактовую частоту всего устройства на шине 10;

- вычисляет в реальном времени средний уровень сигналов АЦП, поступающих по шине 11;

- проводит предварительную фильтрацию поступающих сигналов;

- устанавливает пороговую величину по шине 18 в узле 1, определяющую диапазон работы микросхемы АЦП;

- анализирует частоту преамбулы и корректирует частоту тактовых импульсов соответственно ее доплеровскому изменению;

- программирует вычислитель АКФ по шине 17;

- задает режим работы счетчика адреса 4 по шине 15;

- принимает итоговые сигналы блока умножителей 6 по шинам 21 и результат предварительного анализа от анализатора 5 по шине 20;

- анализирует в реальном времени сигналы итоговой АКФ, формирует результат наблюдения и выдает информацию на соответствующий терминал по шине 22.

В задачу процессора входит также начальная инициализация всего устройства, во время которой проводится загрузка констант в виде знаковых множителей, необходимых для вычисления АКФ единичной функции в устройстве 3.

В целом устройство расчета АКФ кумулятивной кодовой последовательности состоит из:

1. узла 1, микросхема АЦП, со входами:

по линии 9 аналоговые данные эхо-сигнала,

по линии 10 тактовую частоту преобразования,

по шине 18 управляющие данные от процессора 2 и с выходами:

дискретных данных на шину 11, подключенную к процессору 2 и к вычислителю АКФ первой ступени 3;

2. узла 2, процессора, организующего процесс выполнения всей обработки эхо-сигнала и инициализацию устройства, заключающуюся в установке всех необходимых дискретных данных принимаемого сигнала и параметров определяющих его обнаружение, со входами:

сигналы из узла 1 АЦП по шине 11,

шина 20 - выходные сигналы анализатора 5,

шина 21. - выходные сигналы вычислителя итоговых сигналов блока декодеров 6,

и с выходами:

выход 22 на котором формируется на итоговое сообщение в случае обнаружения сигнала с указанием времени его появления и кода сигнала,

шина 17 и шина 15 для формирования данных инициализации устройств,

линия тактовой частоты 10, объединяющая все узлы и блоки заявленного устройства;

3. узла 3, вычислителя первичной АКФ, относящейся к единичной функции принимаемой кодовой последовательности, состоящей из j многоразрядных регистров сдвига, j умножителей, 2j сумматоров, организованных по пирамидной системе, со входами:

шина инициализации 17 которая подключена к выходной шине АЦП 11,

линии тактовых импульсов 10 и с выходами:

формирующими на шине 12 из входной последовательности единичных сигналов одного из группы кодов (01011, Фиг.8) непрерывную последовательность дискретных данных (Фиг.9), представляющую итоговый сигнал обработки данных на протяжении 10 единичных циклов. Выходной сигнал U_АКФ с вычислителя 3 в каждом такте можно представить в виде

где j - число хранящихся дискретных величин на входном регистре сдвига вычислителя АКФ, a_i представляет i-тый постоянный знаковый множитель вычислителя, хранящейся в его маске и соответствующий величине сигнала единичной функции положительной полярности, равной a_i в i-ом такте, в то время как U_i является дискретной величиной, поступившей в i-тый регистр, в общем случае в поле зрения вычислителя находятся соседние части двух единичных НЛЧМ-сигналов, но их выбранная форма гарантирует малые боковые сигналы АКФ в любые промежутки времени, не относящиеся к появлению основного сигнала, выходом узла 3 является цифровая последовательность АКФ единичных функций с цикличностью, равной j тактам и поскольку единичные исходные сигналы отличаются на входе только полярностью, то полученные дискретные последовательности промежуточных АКФ будут иметь тот или иной знак полярности, соответствующий общему построению всей кодовой последовательности, АКФ в которой обеспечивают в общем случае основные сигналы на фоне шумов и боковых сигналов, благодаря применению специальных НЛЧМ или ЛЧМ единичных сигналов;

4. узла 4, адресного кругового счетчика, формирующего адреса для всех запоминающих блоков, входящих в устройство с частотой тактовых импульсов, со входами:

линия тактовой частоты 10

линия инициализации 15

и с выходами:

по шине 16 поступают на узел развертки данных из четырех блоков памяти M1-М4 и пяти регистров Р1-Р5, где число блоков памяти на единицу меньше длины кодовой последовательности, а число регистров равно ей; регистры Р1-Р5 являются поставщиками информации для блока декодеров 6 и также служат в качестве регистров чтения предыдущего запоминающего устройства и регистров записи последующего, логически последовательная цепь блоков памяти реализует схему регистра сдвига, однако выбранная схема отличается преимуществом в сравнении с регистром сдвига, так как цепи блоков памяти позволяют простую перенастройку с учетом возможного расхождения длительности эхо-сигнала от излучаемого не изменением тактовой частоты а, например, пропуском одного или нескольких адресных тактов или их повторением, что, в сущности, не отразится на итоговом вычислении эхо-сигнала, преимуществом цепочки блоков памяти перед регистром сдвига является и меньшая мощность потребления в связи с незначительным числом переключаемых в каждом такте регистров;

5. узла 5, анализатора, со входами:

шина 21 блока декодера 6,

шина 19 адресного счетчика 4,

линия тактового сигнала 10, который является промежуточным анализатором итогового эхо-сигнала

и с выходами:

результат анализа по шине 20 передает в процессор.

6. узла 6, содержащего десять (в данном случае) декодеров-умножителей и входные детекторы полярностей, выходы которых для отрицательных и положительных сигналов последовательности АКФ кода 01011 приведены на Фиг.10 и Фиг.11, и вычисляющего результирующий сигнал кодовой последовательности, представленный в отсутствии шумов на Фиг.12, со входами:

входы блока 6 подсоединены к выходам регистров Р1-Р5 узла развертки данных, число которых соответствует длине применяемого кода,

к линии тактовых импульсов 10,

и с выходами:

на шинах от 6-1 до 6-10 формирующих последовательности дискретных данных, содержащих результирующие сигналы с выхода каждого декодера-умножителя и собираемых в общую шину 21;

Основным критерием оценки эффективности предлагаемого способа комбинированного кодирования и вычисления эхо-сигналов является устойчивость выявляемого эхо-сигнала к уровням шумов. В качестве примера на Фиг.13 приведен входной составной сигнал с десятикратным уровнем нормализованного шума, а на Фиг.14 приведен заключительный результат обработки эхо-сигнала при наличии указанного уровня шумов

Максимальное количество тактов, требуемое для вычисления полной АКФ может составить удвоенное количество тактов всей кодовой последовательности, где увеличение времени анализа принимаемого сигнала означает, что окончание основного сигнала не завершится достижением максимума, а будет продолжено во второй половине общего цикла до полного выхода анализируемой кодовой последовательности из «окна» вычислителя полной АКФ. Подобное удлинение рабочего цикла повышает достоверность обнаружения эхо-сигнала, так как позволяет создать более точное представление об уровне шумов и о соотношении основного сигнала к шуму.

Поскольку полная кодовая последовательность имеет длительность из k единичных НЛЧМ-символов общей длиной k×j тактов, в которой каждый единичный символ после вычисления промежуточных АКФ представлен последовательностью длиной j, то результат вычисления всей последовательности для одной кодовой последовательности U_jk можно представить в виде

где U_i+lj - цифровая последовательность промежуточной АКФ единичного сигнала 1 и выражения d_l ± означают одну из двух полярностей детектора для данного единичного сигнала, определяющее собственно двоичный кумулятивный код всей последовательности единичных сигналов.

Из сказанного следует, что равнение (5) для декодера кодовой последовательности 01011 будет следующим:

Трехступенчатая схема декодера кода 01011 приведена на Фиг.15, на котором выходы с регистров Р1-Р5 поступают в виде разрядов составного кода и проходят детекторы соответствующих полярностей для каждого из разрядов кода, пропуская на умножители отрицательные значения при нулевом разряде кода и положительные при единицах в его разрядах. Так как операции умножения выполняются для двух множителей, то декодирование кода происходит за три такта. В первом такте декодирования происходит вычисление произведений двух пар кода (d₁(-)U _i)×(d₂(+)U_i+j) и (d₃ (-)U_i+2j)×(d₄(+)U_i+3j), во втором такте происходит умножение их результатов и формирование произведения четырех множителей кода. Произведение данного результата с пятой переменной кода выполняется на заключительном третьем такте. Так как третий множитель декодера d₅(+)U _i+4j используется только в третьем такте, то проводится его предварительная задержка на два такта с помощью двух регистров. Поскольку третий множитель необходим для всех декодеров блока умножения, то результат задержки является общим и для остальных декодеров. Выход умножителя является результатом декодирования кода 01011 и является одним из выходов блока умножителей, декодирующего все входящие в установленную группу коды на аналогичных декодерах-умножителях, каждый из которых содержит только те множители, полярности которых полностью соответствуют декодируемому ими коду.

Несложный анализ уравнения (6) показывает, что максимальный положительный результат произведения зависит от правильной полярности всех пяти основных сигналов декодера промежуточной АКФ. В противном случае, например, при высоком уровне шумов по правилам выделения множителей при несовпадении полярностей на входе множителя основной сигнал АКФ будет заменен нулем и общий результат произведения U_jk будет равен нулю. Статистические исследования показывают, что подобные случаи достаточно редки и могут происходить в одно из 20 случаев при уровне шумов, превышающем в 10 раз уровень входного эхо-сигнала.

Исходя из вышеизложенного заявленное изобретение характеризуется следующим.

1. Способ вычисления отраженных эхо-сигналов, использующий k-разрядные кодовые последовательности, в которой биты представлены двухполярными НЛЧМ (или ЛЧМ)-сигналами длительностью j дискретных тактов, с формированием последовательности из к АКФ длительностью k×j тактов, отличающийся тем, что исходную последовательность вычисленных АКФ преобразуют во итоговую последовательность путем потактного перемножения оцифрованных данных исходной последовательности к АКФ, равноотстоящих друг от друга на «j» тактов.

2. Способ по п.1 набора группы «n» «k»-разрядных кодов зондирующих сигналов в виде составных кодовых последовательностей из единичных сигналов разнополярных функциональных НЛЧМ- или ЛЧМ-сигналов длительностью «j» дискретных тактов, заключающийся в том, что выбранные коды должны обеспечивать в промежуточных тактах приема максимальных значений единичных АКФ несовпадение полярностей сигнала маски приема и единичного отраженного сигнала по крайне мере в одной из двух и более сопряженных пар.

3. Способ по п.1, отличающийся тем, что знаковые дискретные данные исходной последовательности АКФ в блоке умножителей направляют на маскируемые полярностью входы умножителей при совпадении полярностей данных и маски умножителя и заменяют нулевыми значениями данные противоположной полярности.

4. Устройство вычисления эхо-сигналов, поступающих в виде одного из группы «n» кодов составной кодовой последовательности длиною «k» из ЛЧМ или НЛЧМ единичных сигналов длиною j цифровых данных каждая, содержащее устройство вычисления АКФ единичной функции, отличающееся тем, что выход вычислителя АКФ через выходной регистр вычислителя АКФ соединен с последовательной цепью тактируемых устройств памяти объемом j адресов каждая и работающих в тактовом режиме чтения/запись, число устройств памяти k-1 вместе с выходным регистром АКФ соответствует длине принимаемого последовательного кода, и их адресные входы подключены к общему циклическому счетчику длительностью j тактов, между устройствами памяти включены регистры чтения/записи, входы данных которых соединены с выходом данных предыдущего устройства памяти, а выходы - с входами последующего устройства памяти и со входами блока умножителей цифровых данных единичных АКФ, содержащим «n» умножителей k дискретных последовательных равноотстоящих на «j» тактов значений АКФ с полярностями множителей каждого из «n» умножителей в соответствие с декодируемым умножителем кода.

5. Устройство по п.5, отличающееся тем, что выходы блоков умножителей второй ступени соединены с входами анализатора, реализующего фильтр дискретных данных, выход которого подключен к входу процессора.