способ генерирования кодов для формирования ансамблей сигналов в телекоммуникационных сетях

Формула изобретения

1. Способ генерирования кодов для формирования ансамблей сигналов в телекоммуникационных сетях, заключающийся в том, что формируют предварительно исходный код из N 4 элементов, число K 1 кодов из N элементов, подлежащих формированию, а также целевую функцию для совокупности из L состояний элементов кода, и соответствующих им значений задаваемых параметров сигналов, характеризуемых решеткой состояний из L×N×K вершин на N×K уровнях, соединенных ребрами, при этом на уровнях N×(k-1)+1, где k=1, 2, , K- номер подлежащего формированию кода, каждое из L состояний является начальным, формируют коды, для чего образуют из совокупностей ребер, исходящих из вершин на уровне N×(k-1)+1 и проходящих через уровни с возрастающим индексом N×(k-1)+i, где i=1, 2, , N,альтернативные пути, для которых на каждом уровне N×(k-1)+i вычисляют с накоплением целевую функцию, из числа альтернативных путей, заканчивающиеся в вершинах с одинаковым состоянием l, где l=1, , L, выделяют пути с экстремальным значением целевой функции, после чего присваивают каждому формируемому коду символ, соответствующий ребру пути с экстремальным значением целевой функции, входящему в вершину на уровне N×(k-1)+i,удаляют из решетки состояний ребра альтернативных путей, не входящие в пути с экстремальным значением целевой функции, на каждом уровне вершин N×(k-1)+1 целевую функцию обнуляют, при вычислении целевой функции учитывают ранее сформированные коды, отличающийся тем, что задают предварительно разрешенные переходы в решетке состояний, причем ребрами соединяют только вершины, соответствующие разрешенным переходам, исходный код формируют случайным образом, на каждом уровне вершин N×(k-1)+1 выбирают произвольно только одно начальное состояние, из всех альтернативных путей с вычисленным значением целевой функции выделяют только один альтернативный путь с экстремальным значением целевой функции на уровне N×k, а после формирования K кодов вычисляют для них дополнительно функцию автокорреляции и выбирают 2 M K кодов с максимальным значением отношения амплитуды центрального пика функции автокорреляции к модулю амплитуды максимального бокового пика функции автокорреляции и минимальной длительностью участка автокорреляционной функции между точкой максимума центрального пика и точкой, в которой автокорреляционная функция первый раз обращается в ноль.

2. Способ по п.1, отличающийся тем, что разрешенные переходы в решетке состояний задают в соответствии с выбранным видом модуляции сигнала.

3. Способ по п.1, отличающийся тем, что N -четное число.

4. Способ по п.1, отличающийся тем, что целевую функцию выбирают при условии равенства нулю значений взаимных скалярных произведений между сигналами формируемого ансамбля.

5. Способ по п.2, отличающийся тем, что в качестве параметров сигнала выбирают его фазу, амплитуду и частоту.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к области радиотехники, а именно к технике генерирования кодов для реализации множественного доступа и передачи информации M-ичными широкополосными сигналами, и может быть использовано для формирования из сгенерированных кодов информационного алфавита, в котором каждому элементу алфавита соответствует некоторое число бит, зависящее от размерности алфавита М. Также оно может быть использовано для разделения различных абонентов в системе передаче информации на основе присвоения одного или нескольких кодов каждому из пользователей. Изобретение можно использовать также в системах передачи информации M-ичными ортогональными стохастическими широкополосными сигналами в целях повышения их помехозащищенности и энергетической эффективности.

Известны системы передачи информации, использующие M-ичные ортогональные широкополосные сигналы [1], [2].

Известен способ формирования модифицированных кодов Уолша по патенту Европатепт EP 0952678 A1, опубл. 27.10.99 [3]. Способ включает следующую последовательность действий. Задают число M формируемых модифицированных кодов, задают набор ортогональных кодов Уолша и соответствующих им комплементарных кодов, причем число кодов Уолша также равно M, умножают каждый из заданных ортогональных кодов Уолша на соответствующий ему комплементарный код и, тем самым, обеспечивают значение модуля первых боковых пиков функции автокорреляции, меньшее или равное половине длины модифицированного кода.

Недостатком известного способа является то, что сигналы, полученные на основе сформированных в соответствии со способом кодов, обладают относительно низкой помехозащищенностью. Это объясняется тем, что возможное число модифицированных кодов Уолша ограничено длиной кодов Уолта.

Известен также способ формирования по патенту US 7876845 B2, опубл. 25.01.11 [4]. Способ включает следующую последовательность действий. Формируют множество сигналов с перекрывающимися спектрами в частотной области, причем каждый из сигналов содержит множество амплитудных компонент и множество фазовых компонент, псевдослучайным образом присваивают значение каждой фазовой компоненте из множества фазовых компонент для каждого сигнала в частотной области, преобразуют множество сигналов в частотной области во множество сигналов во временной области, производят ортогонализацию полученного множества сигналов во временной области и получают множество попарно ортогональных сигналов во временной области, передают и/или принимают информацию с расширением спектра, причем используют для этого множество попарно ортогональных сигналов во временной области, характеризующихся ослабленным свойством циклостационарности.

Недостатком известного способа является достаточно большая величина отношения пиковой мощности сформированных сигналов к их средней мощности (пик-фактор).

Наиболее близким по своей технической сущности к заявляемому изобретению является способ генерирования кодов по патенту US 7587660 B2, опубл. 08.09.2009 [5].

Ближайший аналог включает в себя следующую последовательность действий: формируют предварительно исходный код из N 4 элементов, число K 1 кодов из N элементов, подлежащих формированию, а также целевую функцию для совокупности из L состояний элементов кода, и соответствующих им значений задаваемых параметров сигналов, характеризуемых решеткой состояний из L×N×K вершин на N×K уровнях, соединенных ребрами, при этом на уровнях N×(k-1)+1, где k=1, 2, , K - номер подлежащего формированию кода, каждое из L состояний является начальным, формируют коды, для чего образуют из совокупностей ребер, исходящих из вершин на уровне N×(k-1)+1 и проходящих через уровни с возрастающим индексом N×(k-1)+i, где i=1, 2, , N, альтернативные пути, для которых на каждом уровне N×(k-1)+i вычисляют с накоплением целевую функцию, из числа альтернативных путей, заканчивающиеся в вершинах с одинаковым состоянием l, где l=1, , L, выделяют пути с экстремальным значением целевой функции, после чего присваивают каждому формируемому коду символ, соответствующий ребру выделенного пути, входящему в вершину на уровне N×(k-1)+i, удаляют из решетки состояний ребра альтернативных путей, не входящие в выделенные пути, на каждом уровне вершин N×(k-1)+l целевую функцию обнуляют, при вычислении целевой функции учитывают ранее сформированные коды.

Недостатками ближайшего аналога являются относительно низкая устойчивость к преднамеренным помехам, ограниченная возможность формировать сигналы с недетерминированной структурой, отсутствие отбора кодов из набора, сформированных в соответствии с заданным критерием. Отмеченные недостатки объясняются тем, что в способе по ближайшему аналогу не учитывают связь видов модуляции и кодирования, используемых в системе связи, а также тем, что в результате прохождения через решетку состояний в ближайшем аналоге одновременно формируют L кодов на основе L исходных кодов, что налагает на формируемые коды существенные ограничения.

Целью данного изобретения является разработка способа генерирования кодов для формирования случайных ансамблей сигналов, передаваемых в телекоммуникационных сетях, с линейными, нелинейными видами модуляции, в том числе и с памятью. Эти ансамбли должны обладать заданными взаимокорреляционными свойствами и обеспечивать повышение помехозащищенности и энергетической эффективности радиосистем передачи информации. Это достигается за счет выбора целевой функции, учитывающей связь видов модуляции и кодирования, используемых в системе связи и усовершенствованного подхода к генерированию кодов (формирование исходного кода случайным образом и выбор только одного начального состояния на каждом уровне вершин N×k-1)+1.

Поставленная цель достигается тем, что в известном способе генерирования кодов, заключающемся в том, что формируют предварительно исходный код из N 4 элементов, число K 1 кодов из N элементов, подлежащих формированию, а также целевую функцию для совокупности из L состояний элементов кода, и соответствующих им значений задаваемых параметров сигналов, характеризуемых решеткой состояний из L×N×K вершин на N×K уровнях, соединенных ребрами, при этом на уровнях N×(k-1)+1, где k=1, 2, , K - номер подлежащего формированию кода, каждое из L состояний является начальным, формируют коды, для чего образуют из совокупностей ребер, исходящих из вершин на уровне N×(k-1)+1 и проходящих через уровни с возрастающим индексом N×(k-1)+i, где i=1, 2, , N, альтернативные пути, для которых на каждом уровне N×(k-1)+i вычисляют с накоплением целевую функцию, из числа альтернативных путей, заканчивающиеся в вершинах с одинаковым состоянием l, где l=1, , L, выделяют пути с экстремальным значением целевой функции, после чего присваивают каждому формируемому коду символ, соответствующий ребру выделенного пути, входящему в вершину на уровне N×(k-1)+i, удаляют из решетки состояний ребра альтернативных путей, не входящие в выделенные пути, на каждом уровне вершин N×(k-1)+1 целевую функцию обнуляют, при вычислении целевой функции учитывают ранее сформированные коды, задают предварительно разрешенные переходы в решетке состояний. Ребрами соединяют только вершины, соответствующие разрешенным переходам. Исходный код формируют случайным образом. На каждом уровне вершин N×(k-1)+1 выбирают произвольно только одно начальное состояние. Из всех альтернативных путей с вычисленным значением целевой функции выделяют только один альтернативный путь с экстремальным значением целевой функции на уровне N×k. После формирования K кодов вычисляют для них дополнительно функцию автокорреляции и выбирают 2 M K кодов с максимальным значением отношения амплитуды центрального пика функции автокорреляции к модулю амплитуды максимального бокового пика функции автокорреляции и минимальной длительностью участка автокорреляционной функции между точкой максимума центрального пика и точкой, в которой автокорреляционная функция первый раз обращается в ноль. Разрешенные переходы в решетке состояний задают в соответствии с выбранным видом модуляции сигнала. N - четное число. Целевую функцию выбирают при условии равенства нулю значений взаимных скалярных произведений между сигналами формируемого ансамбля. В качестве параметров сигнала выбирают его фазу, амплитуду и частоту.

Благодаря новой совокупности существенных признаков в заявленном способе обеспечивается возможность формирования случайных ансамблей сигналов, передаваемых в телекоммуникационных сетях, с линейными, нелинейными видами модуляции, в том числе и с памятью. Эти ансамбли обладают заданными взаимокорреляционными свойствами. Их использование помогает повысить помехозащищенность и энергетическую эффективность радиосистем передачи информации за счет выбора целевой функции, учитывающей связь видов модуляции и кодирования, используемых в системе связи и усовершенствованного подхода к генерированию кодов (формирование исходного кода случайным образом и выбор только одного начального состояния на каждом уровне вершин N×(k-1)+1. Учет связи видов модуляции и кодирования, используемых в системе связи также позволяет, например, снизить уровень внеполосных излучений для сигнала, сформированного на основе сгенерированного кода. А благодаря выбору на каждом уровне вершин N×(k-1)+1 только одного начального состояния устраняется ряд ограничений, налагаемых на формирование кодов по ближайшему аналогу, что повышает устойчивость сигналов, сформированных на основе соответствующих кодов, к преднамеренным помехам.

Заявленный способ поясняется чертежами.

На фиг.1 изображена решетка состояний.

На фиг.2 изображены спектры сигналов с MSK- и BPSK-модуляцией.

На фиг.3 изображены осциллограммы сигналов с GMSK модуляцией.

На фиг.4 приведен пример генерирования ортогональных кодов с помощью заявленного способа с использованием сверточного кодера.

На фиг.5 показан образец схемы передающего устройства с использованием заявленного способа.

На фиг.6 показан образец схемы приемного устройства с использованием заявленного способа.

Реализация заявленного способа объясняется следующим образом. Пусть исходный код, который необходим для генерирования других кодов в соответствии с заявленным способом, является двоичным биполярным и формируется произвольно. Исходный код может и не быть двоичным, но случай двоичного кода наиболее прост для пояснения. Длина исходного кода должна быть N 4 элементов, поскольку сгенерированный код из двух элементов не имеет смысла применять, в частности, при передаче информации широкополосными сигналами, а при нечетных N скалярные произведения между сформированными на основе исходного кодами не могут быть равны нулю (условие ортогональности). Таким образом, при N=3 отсутствует возможность использовать при передаче информации ортогональные сигналы с модуляцией BPSK (или ФМ-2).

Коды генерируются по очереди и при генерировании каждого следующего кода в качестве исходных принимаются оригинальный исходный код и сгенерированные на его основе коды. Таким образом, при каждой итерации генерирования кодов число исходных кодов увеличивается на 1.

В соответствии с заявленным способом предполагается генерировать коды, при использовании элементов которых в качестве модулирующих параметров для фазы (здесь элементы кода могут быть, например, "0" и "1"), амплитуды и частоты высокочастотного колебания, называемых модулируемыми параметрами (при различных видах модуляции может быть как 1, так и 2 модулируемых параметра), получаются сигналы с равными нулю взаимными скалярными произведениями, то есть (S_i, S_j)=0, i j.

Исходный код при этом также учитывается.

Амплитуда, частота и фаза при выбранном виде модуляции могут принимать некоторое число L значений или состояний. Так при модуляции BPSK L=2, так как фаза принимает значения, равные 0 и 180 градусов. В качестве вида модуляции могут быть выбраны FSK-модуляция, GMSK-модуляция [1], модуляция BPSK и другие виды модуляции. Выбранный вид модуляции зависит исключительно от назначения системы связи, в которой он будет использоваться.

Для генерирования кодов в соответствии с заявленным способом вводится целевая функция, являющаяся совокупностью функций, каждая из которых равна скалярному произведению между сигналом, полученным на основе D элементов кода, соответствующих одному из альтернативных путей в решетке состояний и сигналом, полученным на основе D элементов одного из исходных кодов. Число функций, входящих в целевую, определяется числом исходных кодов на данной итерации генерирования кодов.

Первоначально целевая функция для каждого генерируемого кода равна нулю (все функции, входящие в целевую, равны нулю). Далее по мере генерирования кода значение входящих в нее функций может отклоняться от нуля.

Заявленный способ предполагает наличие связи между используемыми в системе передачи информации видом модуляции и кодирования для каждого элемента формируемого кода. Эта связь обеспечивается введением решетки состояний из L×N×K вершин на N×K уровнях, соединенных ребрами. На уровнях N×k-1)+1, где k=1, 2, , K-номер подлежащего формированию кода, одно из L состояний является начальным (т.е. с этой точки решетки начинается генерирование текущего кода). Какое из состояний будет начальным, определяется произвольно. Начальному состоянию, как уже упоминалось выше, соответствует нулевое значение целевой функции.

Таким образом, каждый код характеризуется совокупностью ребер, соединяющих N вершин решетки состояний, в каждой из которых модулируемый параметр сигнала, сформированного на основе данного кода, принимает одно из L состояний. При этом каждому из ребер, соединяющих вершины между собой, соответствует элемент формируемого кода. Например, он может быть равен "1", если вершина, в которую оно входит, находится выше вершины, из которой оно исходит, и равен "-1", если вершина, в которую оно входит, находится ниже вершины, из которой оно исходит. Такая ситуация возможна, в частотности, если в соответствии с заявленным способом формируются широкополосные сигналы (ШПС) с модуляцией BPSK. Генерирование кодов при формировании ансамблей сигналов с различными видами модуляции может производиться с учетом или без учета памяти. При учете памяти параметр сигнала при переходе по ребру от одной вершины к другой принимает значение не только в зависимости от состояния, соответствующего вершине, в которую входит ребро, но и от состояния, соответствующего вершине, из которой ребро исходит. О том, как учитывается память, далее еще будет сказано на конкретном примере.

Альтернативные пути в решетке состояний - C 2 совокупностей ребер, исходящих из вершин на уровне N×(k-1)+1 и проходящих через уровни с возрастающим индексом N×(k-l)+i, где i=1, 2, , N. Причем на каждом уровне N×(k-1)+i для альтернативных путей с накоплением вычисляют целевую функцию (значения целевой функции для всех ребер, входящих в альтернативный путь, суммируют). Выделяют альтернативные пути, обладающие экстремальным значением целевой функции. Далее вместо выражения "выделенные пути" будет использоваться выражение "выжившие пути", поскольку такая терминология является устоявшейся (в частности, она используется в описании оптимального алгоритма декодирования Витерби в работе [1]).

Решетка состояний изображена на фиг.1. Вершины решетки состояний обозначены цифрой 1, а ребра, соединяющие вершины, - цифрой 2. При этом видно, что вершины предыдущего уровня решетки состояний соединены не со всеми вершинами следующего уровня решетки состояний, но только с разрешенными. То, какие вершины являются разрешенными для соединения ребрами с некоторой вершиной на предыдущем уровне, определяется заданным видом модуляции, то есть законом изменения модулируемого параметра (или модулируемых параметров сигнала).

На фиг.1 решетка состояний с общим числом вершин L×N×K для удобства представления разбита на К решеток (по числу генерируемых кодов) с числом вершин но горизонтали N (по числу элементов в каждом сформированном после прохождения через решетку состояний коде) и с числом состояний элемента кода L по вертикали (но количеству значений модулируемого параметра или модулируемых параметров сигналов, формируемых на основе ансамбля кодов). L состояний для индекса элемента формируемого кода n (n=1, , N) образуют уровень с индексом n.

Каждая вершина решетки состояний однозначно определяется тремя индексами: l=1, , L, k=1, , K и n=1, , N, где l - индекс, определяющий значение модулируемого параметра (или модулируемых параметров) сигнала и номер состояния в решетке состояний, k - индекс, определяющий номер формируемого при текущем прохождении через решетку состояний кода, n - индекс, определяющий номер элемента формируемого k-го кода. Вершины решетки в общем виде обозначаются как U_kl(n). Вершины решетки с индексами U_kl(1) соответствуют выбранному начальному состоянию при произвольно заданном l для всех k.

Цифре 3 соответствует жирная линия. Эта линия обозначает путь через решетку состояний, которому соответствует сформированный k-й код. Ребра, входящие в линию 3 выделены, поскольку каждое из этих ребер входило в выживший путь (альтернативный путь с экстремальным значением целевой функции). К тому моменту, когда k-й код будет полностью сформирован, все ребра, не входящие в выживший путь, будут удалены из решетки состояний.

Значение индекса l для вершины U_1l(1), из которой начинается линия 3 (см. фиг.1), выбирается произвольно. Из фиг.1 видно, что две совокупности ребер: U₁₁(1)-U₁₂ (2)-U₁₁(3) и U₁₁(1)-U_1l(2)-U ₁₁(3) - образуют альтернативные пути. Для ребер, входящих в эти альтернативные пути, с накоплением вычисляется целевая функция. Пусть при генерировании кодов выжившими считаются пути с минимальным значением целевой функции и пусть альтернативный путь U₁₁(1)-U₁₂(2)-U₁₁{3) обладает минимальным значением целевой функции (функции, входящие в целевую, минимальны по значению и стремятся к нулю). Тогда формируемому коду присваивают символ (например, "1" или "-1", что может соответствовать ситуации, когда вид модуляции формируемых сигналов - ШПС BPSK), соответствующий ребру U₁₂(2)-U ₁₁(3). Ребро U_1l(2)-U₁₁(3), не входящее в выживший путь, удаляют из решетки состояний. После этого процесс повторяется до тех пор, пока 1-й код длины N не будет сформирован полностью. После того, как 1-й код будет сформирован, целевая функция изменится, - она, помимо исходного кода, теперь будет учитывать и 1-й сформированный код. На уровне k×(N-1) в решетке состояний может оставаться более одного выжившего пути. Тем не менее, на уровне k×N выжившим будет назван только один альтернативный путь - с минимальным значением целевой функции (поскольку за одно прохождение через решетку состояний в соответствии с заявленным способом должен генерироваться только один код). Если на уровне k×N минимальным значением целевой функции обладает число альтернативных путей, большее одного, то выживший путь может быть определен произвольно. Так, например, выжившим путем может быть назван альтернативный путь, заканчивающийся в вершине с состоянием, индекс l которого минимален среди всех альтернативных путей с равным значением целевой функции. Сгенерированный код будет содержать только символы, соответствующие ребрам выжившего пути на уровне k×N при порядке очередности ребер слева направо.

Описанный процесс повторяется до тех пор, пока не будет сформирован ансамбль из К кодов. Нумерация сформированных кодов является произвольной.

В общем виде процесс генерирования кодов можно представить в виде алгоритма (пусть при этом решетка состояний и ее структура уже заданы):

1. В качестве исходных данных принимают нулевое значение целевой функции, произвольный индекс l=1, , L начального состояния и случайный исходный код длины N. Переменную i задают равной единице. Задают индекс формируемого кода k равным единице.

2. Производят поиск альтернативных путей, начинающихся в начальном состоянии решетки состояний и проходящих через уровни с возрастающим индексом N×(k-1)+1, , N×(k-1)+i.

3. На уровне N×(k-1)+i для альтернативных путей (для всех ребер, входящих в альтернативные пути с накоплением) вычисляют целевую функцию.

4. Выжившими называют альтернативные пути с минимальным значением целевой функции.

5. Генерируемому k-му коду присваивают символ, соответствующий ребру выжившего пути, входящему в вершину на уровне N×(k-1)+i.

7. Из решетки состояний удаляют те ребра альтернативных путей, которые не входят в выжившие пути. Значение переменной i увеличивается на единицу. Далее процесс повторяют, начиная с п.3, до тех пор, пока k-й код не будет сформирован. Уже вычисленные для ребер выживших путей значения целевой функции заново вычислять не требуется, если занести эти значения в память. Важно отметить, что на уровне решетки состояний N×k выжившим считается только один альтернативный путь - с минимальным значением целевой функции, а генерируемый код в итоге будет содержать только символы, соответствующие ребрам этого единственно выжившего пути, при порядке очередности ребер слева направо.

8. Увеличивают индекс формируемого кода k на единицу. Обнуляют целевую функцию и обновляют ее, учитывая в ней ранее сформированные коды.

9. Далее процесс повторяют, начиная с п.1, пока весь ансамбль из К кодов не будет сформирован.

После формирования ансамбля кодов для всех сформированных кодов вычисляются такие характеристики их автокорреляционных функций, как значение отношения амплитуды центрального пика функции автокорреляции к модулю амплитуды максимального бокового пика функции автокорреляции и длительность участка автокорреляционной функции между точкой максимума центрального пика и точкой, в которой автокорреляционная функция первый раз обращается в ноль. Предпочтительными являются максимум первого значения и минимум второго.

Характеристики автокорреляционных функций [1] сформированных кодов вычисляются по той причине, что не у всех сформированных кодов характеристики автокорреляционной функции могут оказаться приемлемыми для использования их в реальных системах передачи информации. Часто стоит задача выбрать М наилучших кодов и работать с ними, а остальные коды отбросить.

Целевая функция, с помощью вычисления которой генерируются коды, может включать в себя совокупность функций, равных взаимным скалярным произведениям между сигналами, формируемыми на основе генерируемых кодов, и сигналами, полученными на основе исходных кодов, причем в соответствии с заявленным способом она равна нулю. Однако целевая функция может включать в себя совокупность функций, равных отношению амплитуды центрального пика функции автокорреляции к модулю амплитуды максимального бокового пика функции автокорреляции или длительности участка автокорреляционной функции между точкой максимума центрального пика и точкой, в которой автокорреляционная функция первый раз обращается в ноль, или пик-фактору [1] для сигналов, формируемых на основе генерируемых кодов. Возможности выбора целевой функции не ограничиваются приведенными выше вариантами.

Пусть целевая функция, с помощью вычисления которой генерируются коды, равна нулю и включает в себя совокупность функций, равных взаимным скалярным произведениям между сигналами, формируемыми на основе генерируемых кодов. Далее будет говориться о том, что целевая функция выбирается с учетом ортогональности сигналов, сформированных на основе сгенерированных кодов. Известно, что корреляция ортогональных сигналов при нулевом сдвиге равна нулю. Таким образом, в набор символов, которые могут быть присвоены формируемому коду, должны входить либо положительные и отрицательные числа, сумма произведений которых у двух ортогональных сигналов при нулевом сдвиге даст ноль (это объясняет необходимость условия, в соответствии с которым N - четное число), либо частоты, обеспечивающие ортогональность всех кодов ансамбля на интервале каждого символа, причем условия ортогональности по частоте известно из [1], либо начальные фазы, также обеспечивающие выполнение условия ортогональности всех сигналов в ансамбле. В последнем случае очевидным примером служит ортогональность синуса и косинуса на периоде. Синус может быть представлен как косинус с начальной фазой /2.

Таким образом, символ, присваиваемый коду, соответствует одному или нескольким из его параметров: амплитуде и/или фазе, и/или частоте. Причем, какие именно это будут параметры, зависит от заданного вида модуляции. Модулируемые параметры сигнала, соответствующие индексам l решетки состояний могут изменяться при изменении l от 1 до L как по регулярному, так и по нерегулярному закону.

Одно из преимуществ учета вида модуляции сигналов, формируемых на основе сгенерированных кодов, например, для модуляции MSK - снижение уровня внеполосных излучений, что отражено на фиг.2, где произведено сравнение ширины спектра сигнала для случаев MSK- и BPSK-модуляции. Из фиг.2 видно, что, например, при спектральной плотности энергии сигнала -7,5 дБ/Гц ширина спектра MSK-сигнала f_MSK меньше ширины спектра BPSK-сигнала f_BPSK приблизительно на 0,2 кГц.

При модуляции GMSK модулируемыми параметрами являются начальная фаза и частота. Частота зависит от индекса l вершины U_kl (n+1) (см. фиг.1), в которую входит выделенное ребро, а начальная фаза, помимо этого, зависит также и от своего предыдущего значения в вершине U_kl(n), из которой выделенное ребро исходит. Пример GMSK-сигнала приведен на фиг.3.

То, какие вершины в решетке состояний являются разрешенными для соединения ребрами с некоторой вершиной на предыдущем уровне, может определяться также структурой сверточного кодера [6], включающего в себя регистр сдвига с одним входом и числом выходов больше одного. Каждый выход представляет собой сумму по модулю 2 некоторых разрядов регистра сдвига. Число разрядов регистра сдвига и число выходов сверточного кодера определяется требованиями к помехоустойчивости и скорости передачи информации в системе связи.

При этом в качестве используемой модуляции возможно выбрать фазовую манипуляцию со значениями модулирующего параметра +1 и -1 (+1 соответствует значению начальной фазы сигнала на длительности информационного символа, равному 180 град., а -1 - значению начальной фазы сигнала, равному 0 град.), причем то, какое значение будет присвоено выделенному ребру может зависеть, например, от того, какая цифра появилась на выходе сверточного кодера (0 или 1). При этом 0 будет соответствовать -1, а 1 будет соответствовать 1. Состояния сверточного кодера будут определять возможные состояния элемента кода в решетке состояний. Сверточный кодер и пример формирования кода с его помощью приведены на фиг.4.

Пусть сверточный кодер 4 содержит 3 разряда (разряд кодера обозначен сноской 4.1), а биты на его выходе получаются путем сложения в сумматоре по модулю 2, который на фиг.4а обозначен как 4.2, содержимого двух его разрядов (а именно - 1-го и 3-го). На выходе кодера находится преобразователь «0» в «-1» (который обозначен сноской 4.3), тогда как «1» остаются «1». Это необходимо для генерирования кода, ортогонального к исходному (используется целевая функция с учетом ортогональности сигналов в ансамбле).

Пусть задан исходный код, содержащий следующие элементы:

11-1-1.

Пусть также произвольно выбрано начальное состояние (на фиг.4б состояния в решетке состояний соответствуют возможным состояниям сверточного кодера, число которых - 8, так как кодер является трехразрядным) «011», индекс которого l (считая сверху) - 4. При таком начальном состоянии на выходе сверточного кодера будет «1» (сумма 1-го и 3-го разрядов по модулю 2).

Целевая функция с учетом ортогональности сигналов, сформированных на основе сгенерированных кодов (а также ортогональности самих кодов, так как используется BPSK-модуляция), будет рассчитываться следующим образом (в соответствии с правилом вычисления функции корреляции для двух сигналов):

где R₀(n) определяет значение элемента исходного кода с индексом n, a R₁(n) определяет значение элемента с индексом n сгенерированного при прохождении через решетку состояний кода. Для ортогональных кодов значение z, по сути является значением корреляции кодов при нулевом сдвиге, и оно должно быть равно 0.

При генерировании кодов для формирования ансамблей сигналов, передаваемых в телекоммуникационных сетях, можно изменить принципы, описанные в заявленном способе.

Пример этого приведен ниже.

Итак, R₀(1) равно 1. Тогда произведение R₀(1) и R₁(1) даст 1. Так как z для ортогональных кодов, как было сказано выше, равно 0, а целевая функция в данном примере выбрана с учетом ортогональности генерируемых кодов, то произведение R₀(2) и R₁(2) должно быть равно -1, чтобы скомпенсировать при суммировании произведение R₀(1) и R₀(1), равное 1.

Из текущего состояния сверточного кодера «011» возможно перейти в 2 состояния (эти состояния являются разрешенными для состояния «011»): «001» (при подаче на вход кодера «0») и «101» (при подаче на вход кодера «1»). Следовательно, вершины (сноска 5 на фиг.4б) U₁₄(1) и U₁₂(2) с состояниями «011» и «001», соответственно, а также вершины U₁₄(1) и U₁₆(2) с состояниями «011» и «101», соответственно, соединены ребрами (сноска 6 на фиг.4б). С учетом того, что «0» далее будет преобразован в «-1», а «1» останется «1», выход кодера в состоянии «001» даст «1» (R₁(2)=1), а в состоянии «101» - «-1» (R₁(2)=-1). Далее необходимо вычислить целевую функцию для ребер между вершинами U₁₄(1) и U₁₂(2), а также U₁₄(1) и U₁₆ (2). При R₁(2)=-1 произведение R₀(2) и R₁(2) даст «-1», а при R₁(2)=1 произведение R₀(2) и R₁(2) даст «1». При суммировании произведения R₀(2) и R₁ (2) с произведением R₀(l) и R₁(1) (целевая функция вычисляется с накоплением) получается значение целевой функции либо «2» - для ребра между вершинами U ₁₄(1) и U₁₂(2), либо «0» - для ребра между вершинами U₁₄(1) и U₁₆(2). Так как z=0 для ребра между вершинами U₁₄(1) и U₁₆ (2), следует выделить указанное ребро (выделенное ребро на фиг.4б указано сноской 7), а генерируемому коду присвоить символ R ₁(2)=-1. В данном случае операция выделения ребра аналогична операции удаления ребер альтернативных путей, не входящих в выжившие пути, описанной в заявленном способе.

На следующем этапе не имеет значения, какой символ R₁(3) («1» или «-1») будет присвоен генерируемому коду, так как целевая функция при добавлении к ее значению (после присвоения генерируемому коду R₁(2)=-1 это «0») «1» или в любом случае отклонится от 0. Вершина U₁₆(2), а именно в нее ведет выделенное ранее ребро, соединена ребрами с двумя вершинами (с учетом изменения состояния кодера при подаче на его вход «0» или «1») - U₁₃ (3) и U₁₇(3). Так как целевая функция в любом случае не будет равна 0, возможно выделить каждое из двух вышеупомянутых ребер. Пусть выделено ребро между вершинами U₁₆(2) и U₁₇(3). Тогда целевая функция примет значение «-1», а генерируемому коду будет присвоен символ R₁(3)=1. Теперь выделенное ребро будет вести в вершину U₁₇(3).

Вершина U₁₇(3) соединена ребрами с двумя вершинами (с учетом изменения состояния кодера при подаче на его вход «0» или «1») - U₁₄(4) и U₁₈(4). Необходимо, чтобы целевая функция приняла нулевое значение для последнего выделенного ребра. Это возможно, в случае, если произведение R₀(4) и R₁(4) даст «1», что при суммировании скомпенсирует значение целевой функции, полученное на предыдущем этапе. В соответствии с этим требованием следует выделить ребро между вершинами U ₁₇(3) и U₁₈(4), присвоив генерируемому коду R₁(4)=-1.

Первый сгенерированный код ортогонален по отношению к исходному. Так значение их корреляции при нулевом сдвиге будет равно 0:

На фиг.5 и фиг.6 продемонстрированы примеры возможных реализаций передающего и приемного устройств с использованием заявленного способа.

На фиг.5 изображено передающее устройство. На вход буфера с данными (БД) 8.1 поступают входные данные (В×Д) в виде потока битов. Из буфера данные считываются и поступают на вход сверточного кодера (СК) 8.2, где происходит добавление к ним избыточных символов. С выхода сверточного кодера кодированные данные поступают на вход перемежителя (П) 8.3, где происходит перестановка бит с тем, чтобы соседние биты, поступившие на вход перемежителя, оказались разделены некоторым количеством бит. Это необходимо для того, чтобы превратить пакет ошибок (после передачи по каналу связи) в одиночные ошибки на выходе деперемежителя, которые проще исправить. С выхода перемежителя данные в виде потока битов поступают на вход преобразователя биты/символ (ПрБ/С) 8.4, в котором происходит объединение некоторого количества бит в один символ. В перемежителе символов (ПС) 8.5 происходит перемежение передаваемых символов. В блоке 8.6 хранятся ансамбли М-ичных (M - число кодов в ансамбле) ортогональных кодов - МОК (целевая функция выбрана с учетом ортогональности сигналов в ансамбле), сгенерированных с помощью заявленного способа. При поступлении на вход блока 8.6 информационного символа происходит замена символа соответствующим его значению (соответствие устанавливается на время одного или нескольких сеансов связи) кодом. На блок 8.6 подается также управляющий сигнал для смены ансамбля (УС для СЛ) (о принципах его формирования далее будет сказано). В блоке выбора режима работы (ВРР) 8.7 возможны следующие варианты передачи информации:

- на всех поднесущих (передача сигнала происходит на нескольких поднесущих) передается один и тот же сигнал, сформированный на основе одного из кодов, соответствующего одному информационному символу;

- на каждой поднесущей передается свой сигнал, сформированный на основе одного из кодов, соответствующего одному информационному символу из некоторого числа (равного числу поднесущих для передачи информации m) последовательно передаваемых информационных символов.

Очевидно, что в первом случае будет выше помехоустойчивость, а во втором - скорость передачи информации.

В блоке 8.9 происходит формирование сигналов (ФС) R₁(nT), , R_m+1(nT) на основе поданных на его вход кодов, причем n - номер текущего периода сигнала, а T - его длительность. В блоке 8.12 производится обратное быстрое преобразование Фурье - ОБПФ (с учетом того, что на одной из поднесущих может передаваться двоичная биполярная последовательность, поступающая с блока генератора синхропоследовательности (ГСП) 8.8) [2], в результате чего формируется общий сигнал. Принципы формирования синхропоследовательностей подробно изложены во многих работах, в частности в [1]. В генераторе несущей частоты (ГНЧ) 8.10 формируется синусоидальное высокочастотное колебание. Если система работает с псевдослучайной перестройкой частоты [7], на ГНЧ может подаваться также управляющий сигнал для скачков но частоте (УС для СЧ). При прохождении через преобразователь Гильберта (ПГ) 8.11 [8] синусоидальное высокочастотное колебание преобразуется в косинусоидальные высокочастотное колебание. Сигнал, поступивший с выхода блока 8.12, в модуляторе (M) 8.13 переносится на частоту высокочастотного колебания. Образуются две квадратуры, которые далее суммируются в блоке 8.14. В блоке 8.15 (цифроаналоговый преобразователь или ЦАП) происходит преобразование цифрового сигнала, поступающего с выхода блока 8.14, в аналоговый. С блока 8.15 аналоговый сигнал подается на фильтр нижних частот (ФНЧ) 8.16, на усилитель мощности (УМ) 8.17, а затем на передающую антенну 8.18.

На фиг.6 изображено приемное устройство. На приемную антенну 9.1 из канала связи поступает переданный сигнал. Далее он проходит через полосовой фильтр (ПФ) 9.2, усилитель мощности 9.3 и поступает на аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 9.4, где преобразуется в цифровую форму. В генераторе несущей частоты 9.5, аналогично тому, как это происходит в передающем устройстве на фиг.5, формируется синусоидальное высокочастотное колебание, которое, поступая на преобразователь Гильберта 9.6, преобразуется в косинусоидальное высокочастотное колебание. Если система работает с псевдослучайной перестройкой частоты, на ГПЧ может подаваться также управляющий сигнал для скачков по частоте. В демодуляторе (ДМ) 9.7 принятый оцифрованный сигнал снимается с несущей частоты, то есть происходит процедура демодуляции. В блоке автоматической регулировки усиления (АРУ) 9.8 происходит усиление или ослабление поступающего на его вход колебания до допустимых значений. Отрегулированный по амплитуде сигнал поступает на блок быстрого преобразования Фурье (БПФ) 9.9, где происходит выделение всех составляющих его поднесущих. Параллельно в блоке 9.10 генерируется опорная синхропоследовательность, аналогичная той, что генерируется в передающем устройстве. В блоке оценки параметров (ОП) 9.11 путем корреляции опорной синхропоследовательности с принятой (метод последовательного поиска [9]) устанавливается синхронизация по задержке. Другие возможные алгоритмы и схемы синхронизации приведены, например, в работе [9]. В хранилище ансамблей М-ичных ортогональных кодов 9.12 находятся сгенерированные с помощью заявленного способа ансамбли ортогональных кодов, используемые во время данного сеанса связи. На блок 9.12 подается управляющий сигнал для смены ансамбля (УС для СА). Из блока 9.12 в соответствии с режимом работы системы передачи информации, заданным в блоке 9.13 (примеры режимов работы были приведены при описании фиг.5), ортогональные коды подаются на формирователь опорных сигналов (ФОС) 9.14, где на их основе формируются сигналы R_оп1 (nT), , R_опМ(nT), аналогичные тем, что могут формироваться на передаче. С блока 9.14 опорные сигналы поступают на блок 9.11, где набирается корреляция опорных сигналов с принятыми в соответствии с выбранным режимом работы системы передачи информации. С учетом вычисляемой корреляции в блоке 9.11 осуществляется оценка фазы и амплитуды сигнала на выделенных поднесущих, после чего сигналы управления амплитудой (СУА) и фазой (СУФ) подаются на блоки 9.8 и 9.15 (блок фазовой подстройки (ФП)), соответственно. Некоторые схемы фазовой и амплитудной подстройки приведены в работе [10]. С блока 9.15 происходит регулировка фазы на каждой из выделенных поднесущих. С блока 9.11 вычисленные на периоде корреляции опорных сигналов с принятыми J₁(nT), , J_M(nT), поступают на блок принятия решения по максимальной корреляции (ПРМК) 9.16, где определяется, какой именно сигнал был принят. Принцип работы корреляторного приемника подробно описан в работе [1]. В блоке 9.17 происходит преобразование решения о принятом сигнале в соответствующий (во время данного сеанса связи) сигналу символ (ПрС/С). В блоке 9.18 происходит деперемежение принятых символов (ДПС). Далее в блоке 9.19 символы преобразуются в биты (ПрС/Б), над которыми, в свою очередь, в блоке 9.20 производится операция деперемежения. С выхода деперемежителя поток битов поступает на вход декодера Витерби (ДВ) 9.21 [6], с выхода которого поток декодированных битов поступает на буфер с данными 9.22. Из буфера с данными принятые биты считываются получателем информации.

Использование заявленного способа генерирования кодов в передающем (фиг.5) и приемном (фиг.6) устройствах позволяет производить передачу данных со сменой ансамблей ортогональных сигналов. Эта возможность обеспечивает повышенную устойчивость системы к постановке имитационных помех.

Для передачи данных со сменой ансамблей сигналов необходима синхронизация генераторов псевдослучайных последовательностей 8.18 и 9.23. Блоки 8.18 и 9.23 (генераторы псевдослучайных последовательностей (ГПСП)) обеспечивают исходные коды для ортогонализаторов по заявленному способу (ОЗС) - блоков 8.19 и 9.24 (целевая функция в этих блоках, в которых в соответствии с заявленным способом генерируются коды, выбрана с учетом ортогональности сигналов, формируемых на основе сгенерированных кодов). При одинаковых исходных кодах, поступающих с блоков 8.18 и 9.23 на вход блоков 8.19 и 9.24 соответственно, генерируются идентичные ансамбли кодов. Следовательно, передача и прием будут производиться с использованием одинаковых ансамблей сигналов. Закон смены ансамблей сигналов может определяться произвольно. Например, смена ансамблей сигналов может производиться один раз в сутки.

Возможности реализации систем с использованием заявленного способа не ограничиваются рассмотренным выше примером. Любые блоки, изображенные на фиг.5 и 6, могут быть устранены, очередность использования блоков в схемах передатчика и приемника также может быть изменена.

Таким образом, заявленный способ генерирования кодов для формирования сигналов в телекоммуникационных сетях обеспечивает коды, на основе которых возможно получить ортогональные сигналы, в частности, с модуляцией BPSK. Пять таких кодов для длины последовательности N=16 приведены ниже:

Далее приведены 5 кодов Уолша [11] для той же длины последовательности:

Очевидно, что коды Уолша, и отличие от кодов, сгенерированных в соответствии с заявленным способом, обладают регулярной структурой и, следовательно, в большей степени подвержены воздействию имитационных помех.

В связи со все возрастающей актуальностью задачи создания помехозащищенных систем связи, в частности, работающих на основе технологии CDMA [12], поиск и формирование сигналов с недетерминированной, псевдослучайной структурой становится одним из основных направлений развития современной теории связи. Заявленный способ помогает решить поставленную задачу. Фактически он представляет собой намного более эффективную альтернативу методу полного перебора в вопросе поиска сигналов с заданными свойствами. Это позволяет не применять известные ансамбли сигналов и, тем самым, в ряде случаев добиться повышенной помехозащищенности и энергетической эффективности.

Заявленный способ может применяться для формирования кодов для сотовых систем связи, для спутниковых систем, для военных защищенных систем связи и для других систем. Передающие и приемные устройства систем связи, в которых заявленный способ находит применение, могут быть как стационарными, так и подвижными.

СПИСОК ИСТОЧНИКОВ ИНФОРМАЦИИ

1. Скляр Б. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение. Изд. 2-е, испр.: Пер. с англ. - М.: Издательский дом "Вильямс", 2003. - 1104 с.

2. Прокис Дж. Цифровая связь. Пер. с англ. / Под ред. Д.Д.Кловского. - М.: Радио и связь, 2000. 800 с.

3. D.J.Richard еt al. EP Patent N 0952678 Al, Digital modulation system using modified orthogonal codes to reduce autocorrelation sidelobes. Oct. 10, 1999.

4. P.D.Karabinis US Patent N 7876845 B2, Wireless communications systems and/or methods providing low interference, high privacy and or cognitive flexibility. Jan. 25, 2011.

5. J.S.Dyer et al. US Patent N 7587660 B2, Multiple-access code generation. Sep.8, 2009.

6. Григорьев В.А.Сигналы современных зарубежных систем электросвязи: Учебник ВАС, 2007. - 368 с.

7. Борисов В.И. и др. Помехозащищенность систем радиосвязи с расширением спектра сигналов методом псевдослучайной перестройки рабочей частоты. - М. :Радио и связь, 2000. - 384 с.

8. Брычков Ю.А., Прудников А.П. Интегральные преобразования обобщенных функций. М.: Наука, 1977. - 287 с.

9. Фомин А.И. Синхронизация цифровых радиосистем передачи информации. - М.: САЙНС-ПРЕСС, 2008. - 80 с.

10. Колосовский Е.А. Устройства приема и обработки сигналов. М.: Горячая линия - Телеком, 2007. - 456 с.

11. Никитин Г.И. Применение функций Уолша в сотовых системах связи с кодовым разделением каналов: Учебное пособие / СПБГУАП. СПб. 2003. - 86 с.

12. Невдяев Л.М. Мобильная связь 3-го поколения/под ред. Ю.М.Горностаева. - М.: Серия изданий "Связь и бизнес", МЦНТИ, ООО "Мобильные коммуникации", 2000. - 208 с.