способ автоматического обнаружения узкополосных сигналов

Формула изобретения

Способ автоматического обнаружения узкополосных сигналов, заключающийся в том, что принимают аналоговый сигнал z(t), оцифровывают его, для чего последовательно выполняют операции дискретизации, квантования и кодирования, формируют спектральное представление F_j оцифрованного сигнала z_i, затем рассчитывают параметры S_j спектрального представления спектрального представления F_j и сравнивают их с пороговым значением R, и по результатам сравнения принимают решение о факте обнаружения сигнала, отличающийся тем, что при формировании спектрального представления F_j оцифрованного сигнала z_i его предварительно делят на N равных фрагментов, над которыми независимо друг от друга выполняют преобразование Фурье {F1 _j, F2_j, , FN_j}, а параметры S_j спектрального представления F_j рассчитывают путем последовательного перемножения спектральных представлений {F1_j, F2 _j, , FN_j}, соответствующих N фрагментам оцифрованного сигнала z_i, причем пороговое значение R рассчитывают путем вычисления утроенного значения средней величины параметров S_j спектрального представления, а решение о факте обнаружения сигнала принимают по результатам сравнения порогового значения R с рассчитанными параметрами S_j спектрального представления F_j, при которых выполняется условие R<S_j.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к радиотехнике, а именно - к способам обнаружения узкополосных радиосигналов в условиях априорной неопределенности, и может быть использовано на линиях радиосвязи, работающих в условиях воздействия аддитивных шумов.

Известен способ обнаружения, реализованный в обнаружителях, описанных в книге Левина Б.Р. Теоретические основы статистической электротехники. М.: Сов. радио, 1968, с.345-346, рис.26. Он основан на нелинейной обработке входной реализации z(t) и заключается в следующем. Входную реализацию раскладывают на квадратурные составляющие, которые затем пропускают через две группы фильтров, согласованных с составляющими сигнала. Затем формируют суммы и разности входных значений в каждой группе фильтров, которые подают на двухполупериодные квадратичные детекторы. После этого продетектированные величины суммируют и подают их на безынерционный пороговый элемент. Решение об обнаружении принимают в случае превышения суммы продетектированных величин порогового значения.

Недостатком способа-аналога является то, что он позволяет обнаружить сигнал лишь с известными параметрами.

Известен способ обнаружения узкополосных сигналов, реализованный в обнаружителе сигналов по патенту RU № 2110150 С1, 6 Н04В 1/10, G01S 7/292 от 23.01.97 г.

В известном способе принимают аналоговый сигнал z(t), оцифровывают его, для чего последовательно выполняют операции дискретизации, квантования и кодирования, затем рассчитывают параметры оцифрованного сигнала z_i, для чего формируют цифрованный сигнал z_i-1, сдвинутый относительно z_i на один такт, после этого вычисляют коэффициент корреляции K, по формуле где Т - количество дискретных отчетов оцифрованного сигнала z_i, затем рассчитывают достаточную статистику по формуле после этого сравнивают рассчитанные параметры оцифрованного сигнала S с порогом принятия решения R_пор, который вычисляют, используя дополнительную информацию о математическом ожидании обнаруживаемого сигнала Мс, дисперсии шума и величине порогового значения h по формуле и принимают решение о факте обнаружения сигнала если R _пор<S.

Недостатком известного способа является узкая область применения, так как для его реализации необходимо предварительное знание параметров классов распознаваемых сигналов Мс и параметра шума .

Наиболее близким аналогом по технической сущности к заявленному является способ автоматического обнаружения узкополосных сигналов, реализованном в патенте РФ № 2382495 от 20.02.2010 г.

В ближайшем аналоге принимают аналоговый сигнал z(t), оцифровывают его, для чего последовательно выполняют операции дискретизации, квантования и кодирования. Затем рассчитывают параметры оцифрованного сигнала z_i, для чего формируют его спектральное представление F_j путем выполнения над ним преобразования Фурье. После этого рассчитывают пороговый уровень шума U путем вычисления удвоенного значения выборочного среднего компонент спектрального представления F_j. Сравнивают уровни каждой из спектральных компонент из последовательности спектрального представления F _j с вычисленным пороговым уровнем шума U. Затем формируют первую F1_j и вторую F2_j последовательности, соответственно из спектральных компонент F_j, превысивших пороговый уровень шума U, и не превысивших его, затем раздельно суммируют компоненты, входящие в первую F1 и вторую F2 последовательности, после чего вычисляют соотношение R, как отношение найденных сумм R= F1/ F2 и сравнивают с предварительно заданным пороговым значением R_пор в интервале 0,13-0,15. Решение о факте обнаружения сигнала принимают при условии, что R>R_пор. Недостатком известного способа является относительно узкая область применения, так как для его реализации необходимо предварительно определить значение параметра R_пор.

Целью заявленного технического решения является разработка способа, расширяющего область применения для произвольного класса узкополосных радиосигналов в аддитивных шумах без предварительного определения значение параметра R_пор.

Поставленная цель достигается тем, что в известном способе автоматического обнаружения узкополосных сигналов принимают аналоговый сигнал z(t), оцифровывают его, для чего последовательно выполняют операции дискретизации, квантования и кодирования, формируют спектральное представление F_j оцифрованного сигнала z_i, затем рассчитывают параметры S_j спектрального представления F_j и сравнивают их с пороговым значением R, и по результатам сравнения принимают решение о факте обнаружения сигнала. При формировании спектрального представления F_j оцифрованного сигнала z_i его предварительно делят на N равных фрагментов, над которыми независимо друг от друга выполняют преобразование Фурье {F1 _j, F2_j, ,FN_j}, а параметры S_j спектрального представления F_j рассчитывают путем последовательного перемножения спектральных представлений {F1 _j, F2_j, , FN_j}, соответствующих N фрагментам оцифрованного сигнала z_i, причем пороговое значение R рассчитывают путем вычисления утроенного значения средней величины параметров спектрального представления S_j, а решение о факте обнаружения сигнала принимают по результатам сравнения порогового значения R, с рассчитанными параметрами S_j спектрального представления F_j, при которых выполняется условие R<S_j.

Благодаря новой совокупности существенных признаков в заявленном способе обеспечивается обнаружение произвольного класса узкополосных радиосигналов в аддитивных шумах без предварительного определения значения параметра R _пор, что и указывает на расширение области применения заявленного способа.

Заявленный способ поясняется чертежами, на которых показаны:

фиг.1. Спектральное представление шума, с нанесенными различными пороговыми значениями;

фиг.2. Спектральное представление фрагмента группового радиосигнала F_j при отношении сигнал/шум (ОСШ) 30 дБ, с нанесенным пороговым значением R;

фиг.3. Спектральное представление фрагмента группового радиосигнала при ОСШ 2,5 дБ, с нанесенным пороговым значением R;

фиг.4. Результат перемножения 5 спектральных представлений последовательно выбранных фрагментов группового радиосигнала при ОСШ 2,5 дБ, с нанесенным пороговым значением R.

Существующая проблема автоматического обнаружения узкополосных сигналов состоит в том, что при отсутствии априорных знаний о характеристиках полезного сигнала s(t) или параметрах шума (t), не представляется возможным определить значение уровня порога R_пор, сравнение с которым параметров S _j спектрального представления принятой реализации в виде аналогового сигнала z(t), позволило бы однозначно принять решение: содержит входная реализация аддитивную смесь полезного сигнала и шума z(t)=s(t)+ (t), или же в ней содержится только шум z(t)= (t).

Реализация заявленного способа объясняется следующим образом.

Принимают реализацию в виде аналогового сигнала z(t), например, с тракта промежуточной или низкой частоты радиоприемного устройства. Операция приема аналоговых сигналов известна и описана, например, в способе обнаружения узкополосных сигналов по патенту RU № 2110150 C1, 6 H04B 1/10, G01S 7/292 от 23.01.97 г.

Затем принятый аналоговый сигнал z(t) оцифровывают, для чего последовательно выполняют операции дискретизации, квантования, кодирования и формируют спектральное представление F_j оцифрованного сигнала z_i. Указанные операции известны и описаны, например, в способе автоматического обнаружения узкополосных сигналов по патенту РФ № 2382495 от 20.02.2010 г.

Переход к спектральному представлению связан с тем, что спектральная плотность мощности шума равномерно распределена по всем частотным позициям, в то время как у реализации сигнала z(t)=s(t)+ (t) спектральная плотность мощности будет иметь большие значения на тех частотах, в пределах которых присутствует энергия полезного сигнала s(t).

Проведенные эксперименты с различными реализациями шума z(t)= (t) показали, что выбор в качестве порогового значения R величины, равной утроенному значению средней величины спектрального представления шума F_j, обеспечивает выполнение условия R>F_j с вероятностью равной 0,9999. Эксперимент проводился в соответствии с требованиями получения статистических оценок [Г.Корн, Т.Корн. Справочник по математике. Пер. с англ. - М.: Наука, 1977. Стр.638-643].

На фиг.1 показана выборка спектральных компонент шума с нанесенными пороговыми значениями: R1 - равное удвоенному значению средней величины спектрального представления шума F_j; R - равное утроенному значению средней величины спектрального представления шума F _j; R2 - равное учетверенному значению средней величины спектрального представления шума F_j. Согласно результатам, представленным на фиг.1, выбор порогового значения R, равного утроенному значению средней величины спектрального представления выборки сигнала, содержащей только шум z(t)= (t), обеспечивает принятие решения с высокой степенью достоверности. В случае высоких величин ОСШ, выбор порогового значения R, равного утроенному значению средней величины спектрального представления обрабатываемой выборки z(t)=s(t)+ (t), также обеспечивает достоверное обнаружение полезного сигнала s(t). В подтверждении данного факта на фиг.2 показан спектр выборки тестового группового радиосигнала z(t)=s(t)+ (t) при ОСШ 30 дБ, содержащего 3 узкополосных сигнала: восьми позиционного сигнала фазовой манипуляции на скорости 2400 бод (ФМ8 2400 бод); четырех позиционного сигнала фазовой манипуляции на скорости 1200 бод (ФМ4 1200 бод) и восьми позиционного сигнала частотной манипуляции с разносом 125 Гц на скорости 250 бод (ЧМ8 125 Гц 250 бод), с нанесенным пороговым значением R, равного утроенному значению средней величины спектрального представления обрабатываемой выборки сигнала z(t)=s(t)+ (t).

Между тем, при обработке выборки z(t)=s(t)+ (t) при относительно низких величинах ОСШ, выбор оптимального порогового значения R зависит от соотношения содержащегося в выборке полезного сигнала s(t) и шума (t). Учитывая, что параметры шума, содержащегося в обрабатываемой выборке сигнала z(t)=s(t)+ (t), неизвестны, то выбор оптимального порогового значения R затруднен.

На фиг.3 демонстрируется спектральное представление фрагмента тестового группового радиосигнала z(t)=s(t)+ (t) при ОСШ 2,5 дБ. Здесь показано пороговое значение R, равное утроенному значению средней величины спектрального представления F_j обрабатываемой выборки сигнала.

Выбор в качестве порога обнаружения утроенного значения средней величины спектрального представления F_j обрабатываемой выборки сигнала не исключает ложного принятия решения по шумовым компонентам спектрального представления выборки сигнала, что и демонстрируется на фиг.3.

Для повышения достоверности принятия решения при обнаружении полезного сигнала s(t) предлагается увеличить абсолютное значение разницы амплитуды между спектральными компонентами шуму и обнаруживаемого сигнала. С этой целью входную реализацию z_i разбивают на N фрагментов, над которыми независимо друг от друга выполняют преобразование Фурье {F1 _j, F2_j, , FN_j}. Затем рассчитывают параметры S_j спектрального представления F_j, путем последовательного перемножения компонентов спектральных представлений {F1_j , F2_j, , FN_j} N фрагментов оцифрованного сигнала z _i.

Так как спектральные компоненты шума не коррелированны между собой, то после перемножения фрагментов результирующее значение спектральных компонентов шума будет стремиться к их средней величине. В то же время результат перемножения спектральных значений компонентов сигналов будет возрастать в абсолютном значении, так как спектральные компоненты сигнала коррелированны между собой.

В подтверждение на фиг.4 показан результат последовательного перемножения пяти спектральных фрагментов, полученных из выборки тестового группового радиосигнала z(t)=s(t)+ (t) при ОСШ 2,5 дБ, представленной на фиг 3. Здесь пороговое значение R, равно утроенному значению средней величины параметров S_j спектрального представления выборки сигнала, рассчитанных в результате последовательно перемножения пяти фрагментов.

Операцию формирования выборок N фрагментов можно реализовать путем последовательного считывания отчетов оцифрованного сигнала z_i.Количество компонентов каждого из N фрагментов выбирают одинаковым, исходя из условия: ширины спектра самого узкополосного из подлежащих обнаружению сигналов s(t) должна превышать численное значение разноса между компонентами спектрального представления каждого из фрагментов.

Операция перемножения в частотной области эквивалентна свертки во временной области. Данные операции известны и описаны, например, в [Обработка сигналов. Первое знакомство. / Пер. с яп.; под ред. Есифуми Амэмия. - М.: Издательский дом «Додека-XXI», 2002. Стр.163-164].

Операция расчета среднего значения параметров S_j спектрального представления обрабатываемой выборки сигнала известна

и описана, например, в [Г.Корн, Т.Корн. Справочник по математике для научных работников и инженеров. Пер. с англ. - М.: Наука, 1974. Стр.610]. В (1) М - количество компонент в преобразовании Фурье.

Операции сравнения значений S_j параметров спектральных компонент с пороговым значением R известны и могут быть реализованы, например, на основе пороговых устройств. Вариант такой реализации рассмотрен в [В.Тихонов, Н.Кульман. Нелинейная фильтрация и квазикогентный прием сигналов. - М.: Сов. радио, 1975. Стр.696].

Таким образом, благодаря возможности объективного различия корреляционных свойств сигналов и шумов, обеспечивается их разделение в частотной области. В результате предоставляется возможность увеличить абсолютное различие между сигнальными и шумовыми компонентами после операций последовательного перемножения N спектральных фрагментов обрабатываемой входной реализации сигнала, а принятие решения о наличии в обрабатываемой реализации полезного сигнала возможно по результатам сравнения каждой из спектральных компонент с пороговым значением R, равного утроенному значению средней величины результата перемножения N обрабатываемых фрагментов входной реализации сигнала, т.е. реализуется возможность достижения заявленного технического результата.