избирательный усилитель

Формула изобретения

Избирательный усилитель, содержащий источник сигнала (1), связанный со входом преобразователя «напряжение-ток» (2), выходной транзистор (3), база которого подключена к источнику вспомогательного напряжения (4), эмиттер связан с первой (5) шиной источника питания через токостабилизирующий двухполюсник (6), а коллектор подключен к выходу преобразователя «напряжение-ток» (2), первый (7) и второй (8) частотозадающие резисторы, первый (9) частотозадающий конденсатор, вторую (10) шину источника питания, отличающийся тем, что коллектор выходного транзистора (3) соединен по переменному току с общей шиной источников питания (11) через последовательно соединенные первый (9) и дополнительный (12) частотозадающие конденсаторы, общий узел которых соединен с выходом устройства (13) и через второй (8) частотозадающий резистор соединен с токостабилизирующим двухполюсником (6), эмиттер выходного транзистора (3) связан с токостабилизирующим двухполюсником (6) через дополнительный прямосмещенный p-n-переход (14), коллектор выходного транзистора (3) соединен со второй (10) шиной источника питания через первый (7) частотозадающий резистор, параллельно дополнительному прямосмещенному p-n-переходу (14) включен эмиттерно-базовый переход вспомогательного транзистора (15), коллектор которого связан с первой (5) шиной источника питания.

Описание изобретения к патенту

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах фильтрации радиосигналов, телевидении, радиолокации и т.п.

В задачах выделения высокочастотных сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (ИУ) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа второстепенных транзисторов, образующих операционный усилитель [1, 2]. В этой связи весьма актуальной является задача построения избирательных усилителей на минимально возможном числе биполярных транзисторов, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью (Q) резонансной характеристики (Q=2÷10) при малом энергопотреблении.

Известны схемы ИУ, интегрированных в архитектуру RC-фильтров на основе биполярных транзисторов, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот f=f_в-f_н [3-11]. Причем их верхняя граничная частота f_в иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f_н определяется корректирующим конденсатором.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель, представленный в патенте RU 2421879, фиг.2. Он содержит источник сигнала 1, связанный со входом преобразователя «напряжение-ток» 2, выходной транзистор 3, база которого подключена к источнику вспомогательного напряжения 4, эмиттер связан с первой 5 шиной источника питания через токостабилизирующий двухполюсник 6, а коллектор подключен к выходу преобразователя «напряжение-ток» 2, первый 7 и второй 8 частотозадающие резисторы, первый 9 частотозадающий конденсатор, вторую 10 шину источника питания.

Существенный недостаток известного ИУ-прототипа состоит в том, что он не обеспечивает высокую добротность амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и коэффициент усиления по напряжению K₀>1 на частоте квазирезонанса (f₀).

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ ИУ и его коэффициента усиления по напряжению (K₀) на частоте квазирезонанса f₀. Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство.

Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе фиг.1, содержащем источник сигнала 1, связанный со входом преобразователя «напряжение-ток» 2, выходной транзистор 3, база которого подключена к источнику вспомогательного напряжения 4, эмиттер связан с первой 5 шиной источника питания через токостабилизирующий двухполюсник 6, а коллектор подключен к выходу преобразователя «напряжение-ток» 2, первый 7 и второй 8 частотозадающие резисторы, первый 9 частотозадающий конденсатор, вторую 10 шину источника питания, предусмотрены новые элементы и связи - коллектор выходного транзистора 3 соединен по переменному току с общей шиной источников питания 11 через последовательно соединенные первый 9 и дополнительный 12 частотозадающие конденсаторы, общий узел которых соединен с выходом устройства 13 и через второй 8 частотозадающий резистор соединен с токостабилизирующим двухполюсником 6, эмиттер выходного транзистора 3 связан с токостабилизирующим двухполюсником 6 через дополнительный прямосмещенный p-n переход 14, коллектор выходного транзистора 3 соединен со второй 10 шиной источника питания через первый 7 частотозадающий резистор, параллельно дополнительному прямосмещенному p-n переходу 14 включен эмиттерно-базовый переход вспомогательного транзистора 15, коллектор которого связан с первой 5 шиной источника питания.

Схема усилителя-прототипа показана на фиг.1. На фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с формулой изобретения.

На фиг.3 показан ИУ фиг.2, в котором в качестве источника вспомогательного напряжения 4 используется потенциал общей шины источников питания 11. Кроме этого, для уменьшения влияния низкоомной нагрузки ИУ в схему введен буферный усилитель 16, связанный с выходом устройства 13, к выходу которого 17 подключаются последующие каскады преобразования сигналов.

На фиг.4 показана схема ИУ фиг.2 в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов.

На фиг.5 приведены логарифмические амплитудно-частотные и фазочастотные характеристики ИУ фиг.4 в диапазоне частот от 1 кГц до 100 ГГц при R21=390 Ом, С1=240 фФ.

На фиг.6 приведены логарифмические амплитудно-частотные и фазочастотные характеристики ИУ фиг.4 в более узком диапазоне частот (от 100 МГц до 10 ГГц) при R21=390 Ом, С1=240 фФ.

Избирательный усилитель фиг.2 содержит источник сигнала 1, связанный со входом преобразователя «напряжение-ток» 2, выходной транзистор 3, база которого подключена к источнику вспомогательного напряжения 4, эмиттер связан с первой 5 шиной источника питания через токостабилизирующий двухполюсник 6, а коллектор подключен к выходу преобразователя «напряжение-ток» 2, первый 7 и второй 8 частотозадающие резисторы, первый 9 частотозадающий конденсатор, вторую 10 шину источника питания. Коллектор выходного транзистора 3 соединен по переменному току с общей шиной источников питания 11 через последовательно соединенные первый 9 и дополнительный 12 частотозадающие конденсаторы, общий узел которых соединен с выходом устройства 13 и через второй 8 частотозадающий резистор соединен с токостабилизирующим двухполюсником 6, эмиттер выходного транзистора 3 связан с токостабилизирующим двухполюсником 6 через дополнительный прямосмещенный p-n переход 14, коллектор выходного транзистора 3 соединен со второй 10 шиной источника питания через первый 7 частотозадающий резистор, параллельно дополнительному прямосмещенному p-n переходу 14 включен эмиттерно-базовый переход вспомогательного транзистора 15, коллектор которого связан с первой 5 шиной источника питания.

Рассмотрим работу схемы фиг.3.

Источник входного сигнала u_вх (1) посредством входного преобразователя «напряжение-ток» 2 изменяет ток коллекторной цепи транзистора 3. Характер коллекторной нагрузки этого транзистора, образованной резисторами 7 и 8, а также конденсаторами 9 и 12, обеспечивает преобразование этого тока в ток резистора 8 выходной цепи. При этом наличие емкостного делителя, образованного конденсаторами 9 и 12, обеспечивает функциональную зависимость этого тока, соответствующую частотным характеристикам избирательного усилителя. Действительно, конденсатор 9 уменьшает этот ток в области нижних частот (f<f₀), где f ₀ является частотой квазирезонанса ИУ, а конденсатор 12 уменьшает выходное напряжение в области верхних частот (f>f ₀). Таким образом, используемая коллекторная нагрузка обеспечивает необходимый вид амплитудно- и фазочастотных характеристик схемы. Подключение к резистору 8 через прямосмещенный переход 14 базовой цепи транзистора 15 и эмиттерной цепи транзистора 3 обеспечивает реализацию в схеме контура обратной связи, причем часть тока резистора 8 изменяет эмиттерные токи транзисторов 15 и 3 и, следовательно, входной ток частотозависимой цепи (резисторы 7, 8 и конденсаторы 9, 12). В области нижних частот (f<f₀) эта связь в силу действия конденсатора 9 оказывается реактивной, а в области верхних частот (f>f₀) из-за шунтирующего действия конденсатора 12 не только реактивной, но асимптотически отсутствующей. Таким образом, в силу указанных выше свойств коллекторной нагрузки используемая обратная связь на частоте квазирезонанса ИУ f ₀ является вещественной и ее глубина непосредственно определяет как реализуемую схемой добротность Q, так и коэффициент усиления K₀. Глубина этой обратной связи определяется соотношением тока эмиттера транзистора 15 и тока прямосмещенного p-n перехода 14 и направлена на увеличение Q и K₀ при сохранении частоты квазирезонанса f₀ без изменений.

Комплексный коэффициент передачи ИУ фиг.3 как отношение выходного напряжения (выходы устройства 13, 17) к входному напряжению u _вх определяется формулой, которую можно получить с помощью методов анализа электронных схем:

где f - частота сигнала;

f₀ - частота квазирезонанса;

Q - добротность АЧХ избирательного усилителя;

K₀ - коэффициент усиления ИУ на частоте квазирезонанса f₀ .

Причем:

где С₉, С₁₂, R₇, R₈ - параметры элементов 9, 12, 7 и 8;

- эквивалентное сопротивление;

h_11.i - h-параметр i-го транзистора (p-n перехода) в схеме с общей базой.

Добротность ИУ определяется формулой

где _i - коэффициент передачи по току эмиттера i-го транзистора; m-число эмиттеров транзистора 15;

- эквивалентное затухание пассивной цепи.

За счет выбора параметров элементов, входящих в формулу (3), можно обеспечить Q>>1.

Формула для коэффициента усиления K₀ в комплексном коэффициенте передачи (1) имеет вид

где S₂ - крутизна входного преобразователя «напряжение-ток» 2.

Важной особенностью схемы является возможность оптимизации ее параметрической чувствительности.

Оптимальным соотношением является равенство емкостей конденсаторов 9 и 12 (C₉=C₁₂). В этой связи необходимое значение добротности Q может быть реализовано как структурно (выбором числа эмиттерных переходов (m) транзистора 15), так и параметрически - установлением соотношения между сопротивлениями резисторов R₇ и R₈ ((R₈+r)/R₇ =k). В этом случае параметрическая чувствительность

определяется коэффициентом отношения резисторов (коэффициентом k). При этом численное значение числа m эмиттеров транзистора 15:

позволяет получить заданное значение добротности при условии равнономинальности цепи (k=1). Действительно, при m=2, k=1

а при m=3 (фиг.3)

Отметим, что условие k=1 связано с минимизацией влияния частотных свойств биполярных транзисторов на частоту квазирезонанса ИУ и его добротность. Что касается чувствительности (5), то она влияет на нестабильность параметров ИУ только через погрешность, обусловленную неидентичностью резистивных элементов ( _R), которая для современных технологий значительно меньше относительных отклонений этих элементов, обуславливающих стабильность частоты квазирезонанса f₀.

Представленные на фиг.5-6 результаты моделирования предлагаемого ИУ фиг.4 подтверждают указанные свойства заявляемой схемы.

Таким образом, предлагаемое схемотехническое решение ИУ характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления K₀ на частоте квазирезонанса f₀, а также повышенными величинами добротности Q, характеризующей его избирательные свойства.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz N.Prokopenko, A.Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 / - Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53.

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., K.Schmalz, C.Scheytt Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.

3. Патент US 4.267.518.

4. Патент WO 2003/052925, fig.3.

5. Патентная заявка US 2011/0169568, fig.4.

6. Патент US 7.135.923.

7. Патент US 3.843.343.

8. Патентная заявка US 2008/0122530.

9. Патент US 6.972.624, fig.6A.

10. Патентная заявка US 2011/0109388.

11. Патент US 5.298.802.