избирательный усилитель

Формула изобретения

Избирательный усилитель, содержащий первый (1) входной транзистор, эмиттер которого через последовательно соединенные первый (2) частотно-задающий резистор и первый (3) токостабилизирующий двухполюсник связан с первой (4) шиной источника питания, а коллектор связан с эмиттером выходного транзистора (5) и через второй (6) токостабилизирующий двухполюсник соединен со второй (7) шиной источника питания, первый (8) вспомогательный источник питания, подключенный к базе выходного транзистора (5), отличающийся тем, что коллектор первого (1) входного транзистора связан с эмиттером выходного транзистора (5) через последовательно соединенные первый (9) корректирующий конденсатор и второй (10) частотно-задающий резистор и подключен ко второй (7) шине источника питания через третий (11) частотно-задающий резистор, причем коллектор выходного транзистора (5) соединен с общим узлом первого (2) частотно-задающего резистора и первого (3) токостабилизирующего двухполюсника через дополнительное токовое зеркало (12), общий эмиттерный выход (13) которого связан с общим узлом первого (2) частотно-задающего резистора и первого (3) токостабилизирующего двухполюсника, база первого (1) входного транзистора соединена со вторым (12) вспомогательным источником питания, источник входного напряжения устройства соединен через второй (14) корректирующий конденсатор с общим эмиттерным выходом (13) дополнительного токового зеркала (12), а потенциальный выход устройства (15) связан с коллектором первого (1) входного транзистора.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах СВЧ-фильтрации радиосигналов систем сотовой связи, спутникового телевидения, радиолокации и т.п.

В задачах выделения высокочастотных и СВЧ сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (ИУ) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа транзисторов, образующих операционный усилитель СВЧ-диапазона [1, 2]. В этой связи достаточно актуальной является задача построения СВЧ избирательных усилителей ИУ на трех-четырех транзисторах, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью резонансной характеристики Q=2÷10 и на частоте квазирезонанса f₀=1÷5 ГГц.

Известны схемы усилителей, интегрированных в архитектуру RC-фильтров на основе 3-5 транзисторов, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот f=f_в-f_н [3-10]. Причем их верхняя граничная частота f_в иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f_н определяется корректирующим конденсатором.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является усилитель, представленный в патенте US 4600893. Он содержит первый 1 входной транзистор, эмиттер которого через последовательно соединенные первый 2 частотно-задающий резистор и первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, а коллектор связан с эмиттером выходного транзистора 5 и через второй 6 токостабилизирующий двухполюсник соединен со второй 7 шиной источника питания, первый 8 вспомогательный источник питания, подключенный к базе выходного транзистора 5.

Существенный недостаток известного устройства состоит в том, что оно не обеспечивает высокую добротность амплитудно-частотной характеристики и коэффициент усиления по напряжению К₀>1 на частоте квазирезонанса (f ₀).

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ усилителя и его коэффициента усиления по напряжению на частоте квазирезонанса f₀ . Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство СВЧ-диапазона с f₀=1÷5ГГц.

Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе фиг.1, содержащем первый 1 входной транзистор, эмиттер которого через последовательно соединенные первый 2 частотно-задающий резистор и первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, а коллектор связан с эмиттером выходного транзистора 5 и через второй 6 токостабилизирующий двухполюсник соединен со второй 7 шиной источника питания, первый 8 вспомогательный источник питания, подключенный к базе выходного транзистора 5, предусмотрены новые элементы и связи - коллектор первого 1 входного транзистора связан с эмиттером выходного транзистора 5 через последовательно соединенные первый 9 корректирующий конденсатор и второй 10 частотно-задающий резистор и подключен ко второй 7 шине источника питания через третий 11 частотно-задающий резистор, причем коллектор выходного транзистора 5 соединен с общим узлом первого 2 частотно-задающего резистора и первого 3 токостабилизирующего двухполюсника через дополнительное токовое зеркало 12, общий эмиттерный выход 13 которого связан с общим узлом первого 2 частотно-задающего резистора и первого 3 токостабилизирующего двухполюсника, база первого 1 входного транзистора соединена со вторым 12 вспомогательным источником питания, источник входного напряжения устройства соединен через второй 14 корректирующий конденсатор с общим эмиттерным выходом 13 дополнительного токового зеркала 12, а потенциальный выход устройства 15 связан с коллектором первого 1 входного транзистора.

Схема усилителя-прототипа показана на фиг.1.

На фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с формулой изобретения.

На фиг.3 приведена схема заявляемого ИУ фиг.2 в среде Cadence на моделях SiGe транзисторов.

На фиг.4 показаны логарифмические амплитудно- и фазочастотные характеристики ИУ фиг.3 (укрупненный масштаб), а на фиг.5 - логарифмические амплитудно- и фазочастотные характеристики ИУ фиг.3 в более мелком масштабе.

Избирательный усилитель фиг.2 содержит первый 1 входной транзистор, эмиттер которого через последовательно соединенные первый 2 частотно-задающий резистор и первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, а коллектор связан с эмиттером выходного транзистора 5 и через второй 6 токостабилизирующий двухполюсник соединен со второй 7 шиной источника питания, первый 8 вспомогательный источник питания, подключенный к базе выходного транзистора 5. Коллектор первого 1 входного транзистора связан с эмиттером выходного транзистора 5 через последовательно соединенные первый 9 корректирующий конденсатор и второй 10 частотно-задающий резистор и подключен ко второй 7 шине источника питания через третий 11 частотно-задающий резистор, причем коллектор выходного транзистора 5 соединен с общим узлом первого 2 частотно-задающего резистора и первого 3 токостабилизирующего двухполюсника через дополнительное токовое зеркало 12, общий эмиттерный выход 13 которого связан с общим узлом первого 2 частотно-задающего резистора и первого 3 токостабилизирующего двухполюсника, база первого 1 входного транзистора соединена со вторым 12 вспомогательным источником питания, источник входного напряжения устройства соединен через второй 14 корректирующий конденсатор с общим эмиттерным выходом 13 дополнительного токового зеркала 12, а потенциальный выход устройства 15 связан с коллектором первого 1 входного транзистора. Дополнительное токовое зеркало 12 реализуется по традиционным схемам, например, на p-n переходе 16 и транзисторе 17.

Рассмотрим работу ИУ фиг.2.

Источник входного сигнала u_вх в силу дифференцирующего характера входной цепи, образованной конденсатором 14 и резистором 2, увеличивает пропорционально частоте входного сигнала f ток эмиттера транзистора 1. Масштабное преобразование этого тока в его коллекторную цепь и интегрирующий характер этой цепи обеспечивает реализацию требуемого вида АЧХ и ФЧХ ИУ. Взаимодействие разделительного конденсатора 9 и дополнительного резистора 10 с выходной цепью ИУ и эмиттером транзистора 5 обеспечивает формирование контура обратной связи, причем в области нижних частот (f<<f₀) эта связь (в силу влияния разделительного конденсатора 6) оказывается реактивной. Масштабное преобразование эмиттерного тока транзистора 5 через его коллекторную цепь и токовое зеркало 12 изменяет через интегрирующую цепь, образованную конденсатором 14 и резистором 2, эмиттерный ток транзистора 1. Таким образом, этот ток зависит не только от входного сигнала, но и от масштабно-преобразованной доли выходного напряжения в соответствии с дифференцирующим действием цепи контура обратной связи. Именно поэтому возвратное отношение контура обратной связи только масштабно отличается от характеристики ИУ. Эта особенность приводит к вещественности обратной связи только на частоте квазирезонанса f₀ и, следовательно, к ее независимости от глубины обратной связи. Таким образом, действие данного контура распространяется только на значение добротности Q и коэффициента усиления К ₀ ИУ. При этом масштабные коэффициенты преобразования тока в транзисторе 5 и токовом зеркале 12 непосредственно влияют на их численные значения.

Комплексный коэффициент передачи по напряжению K_y(jf) избирательного усилителя фиг.2 определяется соотношением, которое можно получить с помощью методов анализа электронных схем:

где f - частота сигнала;

Q - добротность АЧХ избирательного усилителя;

K₀ - коэффициент усиления ИУ на частоте квазирезонанса fo;

f₀ - частота квазирезонанса;

где _i - коэффициент передачи эмиттерного тока i-го транзистора,

K_i - коэффициент передачи по току токового зеркала 12 со входа к его общему эмиттерному выходу 13.

Таким образом, необходимое значение добротности Q (3) и коэффициента усиления K₀ схемы (4) может реализоваться через численное значение K_i и, следовательно, зависит от структуры токового зеркала. В частности, как показано на фиг.2, при K_i=2 в схеме возможна реализация параметрического условия ₁= ₂, обеспечивающего увеличенный (максимальный) динамический диапазон обрабатываемых сигналов. Тогда

Для реальных технологий с учетом свойств n-p-n и p-n-p транзисторов

где ₅= ₅/(1- ₅) - коэффициент усиления по току базы транзистора 5.

Таким образом, используя регулируемую зависимость ₅ от тока I₆ можно осуществлять подстройку или первоначальную настройку схемы посредством низкочастотной цепи второго 6 токостабилизирующего двухполюсника.

Таким образом, заявляемое схемотехническое решение характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления K₀ на частоте квазирезонанса f₀ и повышенными величинами добротности Q, характеризующей его избирательные свойства.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz / N.Prokopenko, A.Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy // Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 /- Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53.

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей / Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., K.Schmalz, С.Scheytt // Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.

3. Патент US № 4600893.

4. Патент US № 44406990.

5. Патент US № 7679445.

6. Патент US № 3451001, fig.2.

7. Патент US № 3579134.

8. Патент US № 6734737, fig.8.

9. Хьюз Р.С. Логарифмические видеоусилители / пер. с англ. М.: Энергия, 1976. - С.38, рис.19.

10. Хьюз Р.С. Логарифмические видеоусилители / пер. с англ. М.: Энергия, 1976. - С.129, рис.П-13.