избирательный усилитель

Формула изобретения

1. Избирательный усилитель, содержащий источник сигнала (1), первый (2) входной транзистор, эмиттер которого через первый (3) токостабилизирующий двухполюсник связан с первой (4) шиной источника питания, а коллектор связан со второй (5) шиной источника питания, второй (6) входной транзистор, коллектор которого соединен с выходом устройства и через первый (7) резистор нагрузки подключен ко второй (5) шине источника питания, а эмиттер связан с первой (4) шиной источника питания через второй (8) токостабилизирующий двухполюсник, первый (9) корректирующий конденсатор, включенный между эмиттерами первого (2) и второго (6) входных транзисторов, отличающийся тем, что последовательно с первым (9) корректирующим конденсатором включен первый (10) частотно-задающий резистор, общий узел первого (9) корректирующего конденсатора и частотно-задающего резистора (10) связан с источником сигнала (1) через второй (11) корректирующий конденсатор, база первого (2) входного транзистора подключена к выходу устройства, эмиттер второго (6) входного транзистора подключен к базе третьего (12) входного транзистора, эмиттер которого связан с эмиттером четвертого (13) входного транзистора и соединен с первой (4) шиной источника питания через третий (14) токостабилизирующий двухполюсник, база второго (6) входного транзистора соединена с базой пятого (15) входного транзистора и подключена к источнику напряжения (16), эмиттер пятого (15) входного транзистора соединен с первой (4) шиной источника питания через четвертый (17) токостабилизирующий двухполюсник и подключен к базе четвертого (13) выходного транзистора, коллектор четвертого (13) входного транзистора соединен с выходом устройства, а коллекторы третьего (12) и пятого (15) входных транзисторов связаны со второй (5) шиной источника питания, причем параллельно первому (7) резистору коллекторной нагрузки включен по переменному току третий (18) корректирующий конденсатор.

2. Избирательный усилитель по п.1, отличающийся тем, что эмиттер третьего (12) входного транзистора связан с эмиттером четвертого (13) входного транзистора через четвертый (19) корректирующий конденсатор, причем эмиттер четвертого (13) выходного транзистора соединен с первой (4) шиной источника питания через пятый (20) токостабилизирующий двухполюсник.

Описание изобретения к патенту

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах СВЧ-фильтрации радиосигналов систем сотовой связи, спутникового телевидения, радиолокации и т.п.

В задачах выделения высокочастотных и СВЧ-сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (RC-фильтров) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа транзисторов, образующих операционный усилитель СВЧ-диапазона [1, 2]. В этой связи достаточно актуальной является задача построения СВЧ избирательных усилителей ИУ на двух-трех транзисторах, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью резонансной характеристики Q=2÷10 и f₀=1÷5 ГГц.

Известны схемы усилителей, интегрированных в архитектуру RC-фильтров на основе транзисторов, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот f=f_B-f_H [3-28]. Причем их верхняя граничная частота f_B иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f_H определяется корректирующим конденсатором.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель (ИУ), представленный в патенте US 4.267.518 fig.6. Он содержит источник сигнала 1, первый 2 входной транзистор, эмиттер которого через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, а коллектор связан со второй 5 шиной источника питания, второй 6 входной транзистор, коллектор которого соединен с выходом устройства и через первый 7 резистор нагрузки подключен ко второй 5 шине источника питания, а эмиттер связан с первой 4 шиной источника питания через второй 8 токостабилизирующий двухполюсник, первый 9 корректирующий конденсатор, включенный между эмиттерами первого 2 и второго 6 входных транзисторов.

Существенный недостаток известного устройства состоит в том, что оно не обеспечивает высокую добротность амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и коэффициент усиления по напряжению K₀>1 на частоте квазирезонанса (f₀).

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ усилителя и его коэффициента усиления по напряжению на частоте квазирезонанса f₀. Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство СВЧ диапазона с f₀=1÷5 ГГц.

Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе фиг.1, содержащем источник сигнала 1, первый 2 входной транзистор, эмиттер которого через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, а коллектор связан со второй 5 шиной источника питания, второй 6 входной транзистор, коллектор которого соединен с выходом устройства и через первый 7 резистор нагрузки подключен ко второй 5 шине источника питания, а эмиттер связан с первой 4 шиной источника питания через второй 8 токостабилизирующий двухполюсник, первый 9 корректирующий конденсатор, включенный между эмиттерами первого 2 и второго 6 входных транзисторов, предусмотрены новые элементы и связи - последовательно с первым 9 корректирующим конденсатором включен первый 10 частотно-задающий резистор, общий узел первого 9 корректирующего конденсатора и частотно-задающего резистора 10 связан с источником сигнала 1 через второй 11 корректирующий конденсатор, база первого 2 входного транзистора подключена к выходу устройства, эмиттер второго 6 входного транзистора подключен к базе третьего 12 входного транзистора, эмиттер которого связан с эмиттером четвертого 13 входного транзистора и соединен с первой 4 шиной источника питания через третий 14 токостабилизирующий двухполюсник, база второго 6 входного транзистора соединена с базой пятого 15 входного транзистора и подключена к источнику напряжения 16, эмиттер пятого 15 входного транзистора соединен с первой 4 шиной источника питания через четвертый 17 токостабилизирующий двухполюсник и подключен к базе четвертого 13 выходного транзистора, коллектор четвертого 13 входного транзистора соединен с выходом устройства, а коллектор третьего 12 и пятого 15 входных транзисторов связаны со второй 5 шиной источника питания, причем параллельно первому 7 резистору коллекторной нагрузки включен по переменному току третий 18 корректирующий конденсатор.

Схема усилителя-прототипа показана на чертеже фиг.1. На чертеже фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.1 формулы изобретения.

На чертеже фиг.3 показана схема ИУ в соответствии с п.2 формулы изобретения.

На чертеже фиг.4 приведена схема ИУ фиг.2 в среде Cadence на моделях SiGe транзисторов (SiGe: npnVs, W=2, L=2, техпроцесс SGB25VD, Iк.max=6 мА), а на чертеже фиг.5 - логарифмическая амплитудно-частотная характеристика ИУ фиг.4.

На чертеже фиг.6 показаны логарифмические амплитудно- и фазочастотные характеристики ИУ фиг.4 в более мелком масштабе.

На чертеже фиг.7 приведена схема ИУ фиг.2 в среде Cadence на моделях SiGe транзисторов в режиме управления добротностью за счет изменения тока коллектора транзистора Q₁₅ (I _k15=I_var).

На чертеже фиг.8 приведены логарифмические амплитудно-частотные характеристики ИУ фиг.7 в режиме управления добротностью (график 1, I_var=2,5 мА, добротность Q=5; график 2, I_var=3 мА, Q=10; график 3, I_var=3,5 мА, Q=11; Q=5÷11, f_p=f ₀=1,062 ГГц÷1,045 ГГц).

На чертеже фиг.9 приведены логарифмические фазочастотные характеристики ИУ фиг.7 при изменении тока коллектора транзистора 15 I_var =2,5÷3,5 мА.

На чертеже фиг.10 показана схема фильтра фиг.2 в среде Cadence на моделях SiGe транзисторов (I _э10=I_var=1÷0,75 мА), в которой предусмотрены меры по подстройке частоты квазирезонанса (f_p=f ₀).

На чертеже фиг.11 показаны логарифмические амплитудно- и фазочастотные характеристики ИУ фиг.10 в режиме подстройки частоты квазирезонанса (f_p=f₀ ) при изменении тока эмиттера транзистора Q10 в пределах I _э10=I_var=1÷0,75 мА.

Избирательный усилитель фиг.2 содержит источник сигнала 1, первый 2 входной транзистор, эмиттер которого через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, а коллектор связан со второй 5 шиной источника питания, второй 6 входной транзистор, коллектор которого соединен с выходом устройства и через первый 7 резистор нагрузки подключен ко второй 5 шине источника питания, а эмиттер связан с первой 4 шиной источника питания через второй 8 токостабилизирующий двухполюсник, первый 9 корректирующий конденсатор, включенный между эмиттерами первого 2 и второго 6 входных транзисторов. Последовательно с первым 9 корректирующим конденсатором включен первый 10 частотно-задающий резистор, общий узел первого 9 корректирующего конденсатора и частотно-задающего резистора 10 связан с источником сигнала 1 через второй 11 корректирующий конденсатор, база первого 2 входного транзистора подключена к выходу устройства, эмиттер второго 6 входного транзистора подключен к базе третьего 12 входного транзистора, эмиттер которого связан с эмиттером четвертого 13 входного транзистора и соединен с первой 4 шиной источника питания через третий 14 токостабилизирующий двухполюсник, база второго 6 входного транзистора соединена с базой пятого 15 входного транзистора и подключена к источнику напряжения 16, эмиттер пятого 15 входного транзистора соединен с первой 4 шиной источника питания через четвертый 17 токостабилизирующий двухполюсник и подключен к базе четвертого 13 выходного транзистора, коллектор четвертого 13 входного транзистора соединен с выходом устройства, а коллектор третьего 12 и пятого 15 входных транзисторов связаны со второй 5 шиной источника питания, причем параллельно первому 7 резистору коллекторной нагрузки включен по переменному току третий 18 корректирующий конденсатор.

На чертеже фиг.3 в соответствии с п.2 формулы изобретения эмиттер третьего 12 входного транзистора связан с эмиттером четвертого 13 входного транзистора через четвертый 19 корректирующий конденсатор, причем эмиттер четвертого 13 выходного транзистора соединен с первой 4 шиной источника питания через пятый 20 токостабилизирующий двухполюсник. Для симметрирования статического режима введен резистор 21.

Рассмотрим работу ИУ фиг.2.

Источник входного переменного сигнала u_вх (1) посредством комплексной входной проводимости ИУ, образованной первым 9 и вторым 11 корректирующими конденсаторами, частотно-задающим резистором 10 и входным сопротивлением второго 6 входного транзистора изменяет его эмиттерный и коллекторный токи, причем с ростом частоты (f) входного сигнала эти токи увеличиваются. Аналогично изменяются токи третьего 12 и четвертого 13 входных транзисторов. Суммарный коллекторный ток второго 6 и четвертого 13 входных транзисторов за счет падения напряжения на третьем 18 корректирующем конденсаторе, первом 7 резисторе нагрузки реализует выходное напряжение ИУ (вых. 1). Частотная зависимость этого напряжения в диапазоне нижних частот (f<f₀) определяется характером входной проводимости ИУ (первый 10 частотно-задающий резистор, первый 9 и второй 11 корректирующие конденсаторы), а в диапазоне верхних частот (f>f₀) - характером сопротивления нагрузки (первый 7 резистор нагрузки и третий 18 корректирующий конденсатор). Именно поэтому в схеме ИУ реализуется необходимый вид его амплитудно-частотной характеристики (максимум коэффициента усиления на частоте квазирезонанса f₀). Взаимодействие цепи базы транзистора 2 с выходной цепью ИУ посредством емкостного делителя в цепи его эмиттера (первый 9 и второй 11 корректирующие конденсаторы) обеспечивает реализацию в ИУ общей обратной связи, направленной на увеличение добротности Q и коэффициента усиления К₀. В области нижних частот за счет первого 9 корректирующего конденсатора эта обратная связь реактивна, и, следовательно, слабо влияет на суммарный ток коллекторов второго 6 и четвертого 13 входных транзисторов. По мере увеличения частоты (ее приближения к частоте квазирезонанса f₀) эти токи увеличиваются, повышая Q и K₀. В силу того что в основном первый 7 резистор нагрузки и первый 10 частотно-задающий резистор, первый 9, второй 11 и третий 18 корректирующие конденсаторы определяют частоту квазирезонанса, глубина этой обратной связи достигает своего максимального значения на этой частоте, а коэффициенты передачи каскадов на втором 6, третьем 12, четвертом 13 и первом 2 входных транзисторах определяют относительно большую добротность и пропорциональный этому параметру - коэффициент усиления ИУ.

Покажем аналитически, что более высокие значения K₀ и Q в диапазоне высоких частот реализуются в схеме фиг.2.

Действительно, комплексный коэффициент передачи по напряжению ИУ фиг.2 определяется по формуле:

где

₁=(C₉+C₁₁)(R₁₀ +h_11.2+h_11.6);

₂=С₁₈R₇,

где _i - коэффициент передачи эмиттерного тока i-го транзистора, h_11.i - входное дифференциальное сопротивление (h-параметр) i-го транзистора в схеме с общей базой, I_i - ток i-ro источника тока.

Соотношение (3) показывает, что необходимое значение Q в заявляемой схеме реализуется независимо от заданной частоты квазирезонанса (2) выбором соотношения между токами I₁₄ и I₈ третьего 14 и второго 8 токостабилизирующих двухполюсников. При этом емкости первого 9, второго 11 и третьего 18 корректирующих конденсаторов и сопротивления первого 10 частотно-задающего резистора и четвертого 17 токостабилизирующего двухполюсника могут использоваться для реализации численного значения f₀ (2), а соотношение между емкостями C ₉ и C₁₁ - для обеспечения необходимого значения коэффициента усиления ИУ (4), которое пропорционально реализуемой добротности Q.

Если эмиттерные цепи третьего 12 и четвертого 13 входных транзисторов разделить четвертым 19 корректирующим конденсатором фиг.3, то указанную схему можно использовать при реализации ИУ с режимоуправляемой частотой квазирезонанса f ₀.

Действительно, в этом случае

₁=(С₉+C₁₁)(R₁₀ +h_11.2+h_11.6)+C₁₉(h_11.13 +h_11.12);

₂=C₁₈R₇,

где h_11.13= _T/I₂₀, h_11.12= _T/I₁₄, _T=kT/q.

Как следует из (5), изменение токов пятого 20 и третьего 14 токостабилизирующих двухполюсников приводит к изменению f₀. При этом характер изменения Q и K₀ определяется соотношениями между постоянными времени ₁ и ₂ и численным значением реализуемой добротности Q.

Данные теоретические выводы подтверждают графики фиг.5, фиг.6, фиг.8, фиг.9, фиг.11.

Таким образом, заявляемое схемотехническое решение характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления на частоте квазирезонанса f ₀ и повышенными величинами добротности, характеризующей его избирательные свойства.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz / N.Prokopenko, A.Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy // Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 /- Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей / Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., К. Schmalz, С.Scheytt // Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010. Сборник трудов / под общ.ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586

3. Патент WO/2006/077525

4. Патент US 4.267.518, fig.6

5. Патент RU 2101850, fig.1

6. Патент WO/2007/022705

7. Патентная заявка US 2006/0186951, fig.3

8. Патентная заявка US 2007/0040604, fig.3

9. Патент WO/03052925 A1, fig.3

10. Патент US 6.011.431, fig.4

11. Патент US 5.331.478, fig.3

12. Патент US 4.885.548, fig.9

13. Патент US 4.974.916, fig.1

14. Патентная заявка US 2008/0122530, fig.4

15. Патент US 5.298.802

16. Патент US 2009/0261899, fig.3

17. Патент CN 101204009

18. Патент ЕР 1844547

19. Патент UA 17276

20. Патент US 2009/0289714, fig.4

21. Патент US 7.202.762

22. Патент US 6.188.272

23. Патент US 5.847.605

24. Патент US 7.116.961

25. Патентная заявка US 2011/0109388, fig.2

26. Патентная заявка US 2006/0186951, fig.2

27. Патент US 5.012.201, fig.2

28. Патентная заявка US 2010/0201437, fig.2