способ передачи и приема закодированной речи

Формула изобретения

Способ передачи и приема закодированной речи, предусматривающий предварительную передачу и детектирование преамбулы для коррекции на приемной стороне полезных сигналов и синхронизации шифраторов, по которому на передающей стороне преобразуют речевой сигнал из аналогового вида в цифровой, осуществляют его полосовую фильтрацию с выделением последовательностей отсчетов низкочастотных квадратурных составляющих, затем путем прореживания приводят частоту следования отсчетов в этих последовательностях к значению, равному суммарной ширине спектра квадратурных составляющих, и по прореженным отсчетам квадратурных составляющих вычисляют значения амплитуд и фаз, причем число М возможных значений фаз задается равным степени числа 2, затем путем применения операции компрессирования уменьшают значения уровней амплитуд до величины, меньшей числа М, увеличивают значения амплитуд на величину защитного интервала, засекречивают по модулю М значения фаз и значения амплитуд и осуществляют распределение засекреченных отсчетов на две группы, отсчеты в одной из них определяют амплитуды N ортогональных гармоник с частотами в полосе пропускания канала связи, а отсчеты во второй группе, предварительно подвергнутые дифференциальному модульному кодированию, задают начальные фазы указанных гармоник, из которых затем формируют групповой сигнал путем преобразования из частотной области во временную с помощью обратного преобразования Фурье с присоединением к сформированному групповому сигналу защитного временного интервала, образовав тем самым кадровый временной групповой сигнал длительности Т, который передают в канал связи, а на приемной стороне поступившие из канала кадровые сигналы в свою очередь преобразуют из временной области в частотную путем использования прямого преобразования Фурье, по выходным сигналам которого определяют амплитуды и фазы ортогональных гармоник принятого сигнала, осуществляют дифференциальное декодирование фаз гармоник, после чего рассекречивают по модулю М последовательность отсчетов амплитуд и фаз, уменьшают рассекреченные значения амплитуд на величину защитного интервала, после этого значения амплитуд экспандируют и вычисляют низкочастотные квадратурные составляющие рассекреченного сигнала путем умножения значения амплитуд на косинус и синус соответствующих фаз, затем сигналы квадратурных составляющих подвергают низкочастотной интерполяции и переносят спектр интерполированных сигналов вверх на частоту, равную средней частоте полосы частот речевого сигнала на передаче, и путем объединения интерполированных сигналов квадратурных составляющих формируют единый временной поток цифрового речевого сигнала перед его преобразованием в аналоговый вид, отличающийся тем, что на передающей стороне после проведения операции компрессирования амплитуд и перед началом операции засекречивания проводят равномерное прореживание отсчетов во временной последовательности амплитуд, по крайней мере, в два раза и после этого оставшиеся отсчеты амплитуд и отсчеты фаз объединяют в определенном порядке в одну временную последовательность и таким образом, чтобы их общее число не превышало величины N+N/2 за время Т, а при распределении засекреченных отсчетов по группам включают в группу амплитуд канальных гармоник N/2 засекреченных отсчетов и дополняют эту группу таким же количеством контрольных отсчетов с величиной каждого из этих отсчетов, равной дополнению до модуля М величины соответствующего засекреченного отсчета этой группы, а на приемной стороне после определения уровней амплитуд и значений фаз ортогональных гармоник принятого сигнала осуществляют декодирование каждой пары засекреченной и контрольной амплитуд гармоник с формированием одной итоговой амплитуды, состоящее в корректировке уровней исходных амплитуд с использованием поправочного коэффициента, вычисляемого путем сравнения суммы этих амплитуд с фиксированным порогом и вычисления значения итоговой амплитуды как половины увеличенной на значение модуля М разности откорректированных значений амплитуд засекреченной и контрольной гармоник, а после рассекречивания восстановленных при декодировании отсчетов амплитуд и фаз и до уменьшения рассекреченных значений амплитуд на величину защитного интервала осуществляют восстановление порядка следования фаз и амплитуд и вычисление значений прореженных на передаче отсчетов амплитуд путем интерполяции по соседним отсчетам последовательности рассекреченных амплитуд и вставку вычисленных отсчетов между ними в последовательность интерполированных отсчетов.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к преобразованию и передаче речевых сигналов. Его использование для передачи закодированной речи по каналам тональной частоты позволяет обеспечить технический результат в виде повышения помехоустойчивости и качества речевых сигналов.

Известные методы стойкого засекречивания речевого сигнала основаны на преобразовании его в цифровую форму с последующим наложением на цифровой сигнал псевдослучайной последовательности, вырабатываемой на приемной и передающей сторонах синхронизированными генераторами, использующими один и тот же криптографический ключ, неизвестный посторонним лицам [1].

Пропускная способность канала связи, необходимая для передачи в двоичной форме засекреченного речевого сигнала, в зависимости от требований к качеству речи, может составлять десятки кбит/с [2, с.112-113] и [3].

Для передачи цифровых засекреченных речевых сигналов по каналам тональной частоты (ТЧ) с шириной полосы пропускания 300-3400 Гц необходимо снижение скорости передачи за счет сжатия речевых сигналов, например, путем использования кодирования с линейным предсказанием и применения соответствующих модемов с цифровыми информационными входами-выходами.

Для этих методов характерно резкое снижение разборчивости восстановленной речи из-за размножения ошибок, вплоть до потери связи, при ухудшении качества канала связи ниже порогового значения, что особенно заметно на коротковолновых радиоканалах с многолучевым распространением сигналов. Тем более, что в таких каналах ТЧ скорость передачи засекреченных речевых сигналов практически не выше 1200-2400 бит/С, что требует большей степени сжатия речевых сигналов по сравнению с передачей речи по проводным каналам.

Указанный недостаток в меньшей степени свойственен способам, не использующим или использующим в малой степени сжатие речевого сигнала перед передачей его в канал связи. К такому классу технических решений относятся способы, описанные в патенте США №4179586 [4] и патенте РФ №2221284 [5]. Последний из них наиболее близок к предлагаемому способу и выбран вследствие этого в качестве прототипа.

Передача речи по известному способу осуществляется после передачи в канал связи преамбулы, содержащей необходимую информацию для коррекции рабочих сигналов на приемной стороне и синхронизации шифраторов. На передающей стороне передаваемый аналоговый речевой сигнал преобразуют к цифровому виду методом аналого-цифрового преобразования (АЦП). Оцифрованный речевой сигнал подвергают полосовой фильтрации с выделением низкочастотных квадратурных составляющих. По этим составляющим формируют две временные последовательности из отсчетов амплитуд и фаз с числом М возможных значений фаз, равным степени числа 2. Затем путем прореживания отсчетов в указанных последовательностях приводят частоту следования отсчетов к значению, равному суммарной ширине спектра квадратурных составляющих.

Применяя операцию компрессии уменьшают уровни амплитуд до значений, меньших числа М на величину двойного защитного интервала, предназначенного для уменьшения размножения ошибок при дешифровании. Значения амплитуд с добавленным защитным интервалом и значения фаз засекречивают по модулю М. После чего осуществляют дифференциальное кодирование засекреченных значений амплитуд и фаз.

Для этого разбивают отсчеты засекреченных амплитуд и фаз отдельно на пакеты из N отсчетов в каждом пакете, запоминают каждый предыдущий пакет, а кодирование осуществляют путем сложения по модулю М соответствующих по порядку следования отсчетов из текущих и предыдущих пакетов.

Затем закодированные таким образом засекреченные значения амплитуд и фаз преобразуются с использованием обратного преобразования Фурье из частотной области во временную область в виде суммы N гармоник, размещаемых в полосе пропускания ТЧ канала связи. К временному потоку отсчетов присоединяют защитный временной интервал, совпадающий с начальной частью этого потока, образовав тем самым кадровый групповой сигнал с длительностью Т для передачи в канал связи, в частности, с использованием цифроаналогового преобразования (ЦАП).

На приемной стороне принимаемые из канала аналоговые сигналы преобразуют в последовательность цифровых сигналов. Эту последовательность, в свою очередь, преобразуют из временной области в частотную область. Для этого применяют прямое преобразование Фурье и вычисляют действительную и мнимую части принятого цифрового сигнала. Затем по этим частям определяют амплитуды и фазы гармоник принятого сигнала, осуществляют дифференциальное декодирование амплитуд и фаз сигналов и рассекречивание фаз и амплитуд с уменьшением значения последних на величину защитного интервала. После этого значения амплитуд экспандируют и вычисляют низкочастотные квадратурные составляющие рассекреченного сигнала путем умножения значений амплитуд на косинус и синус соответствующих фаз.

Затем сигналы квадратурных составляющих подвергают низкочастотной интерполяции и переносят спектр интерполированных сигналов вверх на частоту, равную средней частоте полосы частот речевого сигнала на передаче. Путем сложения интерполированных сигналов из перенесенных по спектру квадратурных составляющих формируют единый временной поток цифрового речевого сигнала и преобразуют его перед выводом на телефон в аналоговый вид с помощью цифроаналогового преобразования. Способ-прототип обеспечивает передачу речевого сигнала с шириной полосы, равной N/T герц при значениях Т, выраженных в секундах.

Недостаток способа-прототипа заключается в существенном снижении помехоустойчивости приема при быстрых замираниях на каналах с многолучевым распространением сигналов. В этих условиях начинает заметно сказываться эффект размножения ошибок, присущий дифференциальному (разностному) кодированию-декодированию, особенно в последовательности амплитуд, несущих в себе энергетическую составляющую речевого сигнала. В самом деле, используемый в прототипе метод кодирования амплитуд хорошо компенсирует искажения при медленных изменениях амплитудных характеристик канала связи, характеризующихся небольшой разницей в величине искажений амплитуд в соседних кадрах, при этом уровень переданных амплитуд восстанавливается с малыми ошибками. При быстром же характере амплитудных искажений, когда разница в величине искажений амплитуд в соседних кадрах становится большой, проявляется эффект размножения ошибок при декодировании амплитуд, который еще более усиливается из-за аномальных ошибок, возникающих при рассекречивании искаженных амплитуд со значениями, близкими к нулю или модулю шифрования М.

Задачей предлагаемого способа является повышение помехоустойчивости и качества передачи засекреченных речевых сигналов при сохранении заданной полосы пропускания канала передачи.

Технический результат, достигаемый предлагаемым способом, заключается в следующем.

Во-первых, в уменьшении количества передаваемых отсчетов засекреченных сигналов путем прореживания отсчетов речевых амплитуд и связанного с этим сокращения числа гармоник, используемых для передачи этих сигналов, при одновременном сохранении качества речи. Это обеспечивается изменением в передаваемой последовательности отсчетов соотношения между числом отсчетов амплитуд и числом отсчетов фаз и восстановлением на приеме равенства в этом соотношении путем интерполяции прореженных отсчетов амплитуд.

Во-вторых, в обеспечении помехоустойчивого кодирования отсчетов всех засекреченных амплитуд гармоник с присоединением к каждой засекреченной гармонике контрольных амплитудных отсчетов и передачей их вместо освободившихся гармоник в составе общего группового сигнала, а также помехоустойчивого декодирования без размножения ошибок каждой принятой пары отсчетов засекреченной и контрольной амплитуд гармоник.

Для достижения этого на передающей стороне после вычисления амплитуд и фаз речевого сигнала и перед их засекречиванием проводят равномерное прореживание отсчетов амплитуд речевого сигнала, по крайней мере, в два раза. Затем для каждого отсчета засекреченной амплитуды гармоники формируют контрольный амплитудный отсчет с величиной, равной дополнению величины засекреченной амплитуды до модуля засекречивания М, и оба значения амплитуд увеличивают на защитный интервал.

После чего осуществляют преобразование засекреченных и контрольных амплитуд гармоник с таким же количеством разностных засекреченных фаз из частотной области во временную область с использованием обратного преобразования Фурье. В результате этого формируется групповой сигнал в виде суммы всех гармоник с амплитудами, соответствующими значениям засекреченных и контрольных амплитуд, и с начальными фазами, соответствующими засекреченным фазам, подготовленный для передачи в канал связи.

На приемной стороне после вычисления уровней амплитуд и значений фаз гармоник принятого сигнала осуществляют декодирование амплитуд каждой пары засекреченной и контрольной гармоник с формированием одной итоговой амплитуды. Декодирование состоит из корректировки уровней исходных амплитуд с использованием поправочного коэффициента, который вычисляется путем сравнения суммы этих амплитуд с фиксированным порогом. Значение итоговой амплитуды вычисляется как половина увеличенной на значение модуля М разности откорректированных значений амплитуд засекреченной и контрольной гармоник.

После рассекречивания восстановленных декодированием отсчетов амплитуд и фаз и до начала формирования отсчетов низкочастотных квадратурных составляющих и временного представления речевого сигнала осуществляют восстановление порядка следования фаз и амплитуд. Затем осуществляют вычисление значений прореженных на передаче отсчетов амплитуд путем их интерполяции по соседним отсчетам последовательности рассекреченных амплитуд и вставку между ними вычисленных отсчетов в последовательность интерполированных отсчетов.

В предлагаемом способе, во-первых, нет размножения ошибок в амплитудах из одного кадра в другой из-за отсутствия связи между засекреченными амплитудами в соседних по времени кадрах, присущей способу-прототипу.

Во-вторых, значение каждой засекреченной амплитуды передается в канал двумя разными отсчетами и восстанавливается на приеме с использованием отсчетов двух принятых гармоник, основной и контрольной, а не одной гармоники, как в прототипе, что фактически увеличивает в 2 раза уровень принимаемого сигнала. При этом также обеспечивается компенсация изменения амплитуд при медленных и быстрых групповых замираниях сигналов.

Кроме указанных положительных эффектов предлагаемому способу свойственно также улучшение по сравнению с прототипом характеристик передаваемого в канал группового сигнала в части уменьшения его динамического диапазона и пик-фактора. Это обусловлено присущим введенному методу кодирования амплитуд гармоник постоянным уровнем сумм амплитуд каждой пары сопряженных по кодированию гармоник, равным величине М-1, увеличенной на двойной защитный интервал. В то время, как в прототипе засекреченные значения амплитуд всех N гармоник независимы друг от друга и сумма амплитуд двух любых гармоник может иметь до 2М различных значений. Уменьшение динамического диапазона снижает уровень нелинейных искажений в групповом сигнале из-за возможной обрезки пиковых всплесков сигналов в тракте передачи, особенно в передатчиках радиостанций, а также создает более стабильные условия для функционирования узлов автоматической регулировки уровней на приеме, что способствует повышению помехоустойчивости передачи засекреченных речевых сигналов.

Рассматриваемый способ повышения помехоустойчивости передачи засекреченных речевых сигналов с сохранением заданной полосы пропускания канальных сигналов предусматривает уменьшение числа передаваемых отсчетов речевых сигналов, что должно было бы снизить разборчивость и качество восстанавливаемой на приеме речи.

Однако практически предложенный способ сокращения и восстановления отсчетов речевых сигналов только в последовательности амплитуд без исключения отсчетов фаз не приводит в определенных условиях к снижению разборчивости и качества восстановленной речи по сравнению с прототипом.

Это объясняется тем, что высокочастотные быстро меняющиеся составляющие речевого сигнала сосредоточены в основном в последовательности фаз, число отсчетов в которой по предлагаемому способу сохраняется без изменений или даже увеличивается в зависимости от выбранного режима прореживания амплитуд. В то же время последовательность амплитуд, представляющих собой амплитудную огибающую входного сигнала, меняется значительно медленнее [6, с.55-59]. Поэтому она может до определенной степени прореживаться без потери качества ее восстановления на приеме методом интерполяции по соседним отсчетам.

Если выбрать степень прореживания несколько больше двух (3 или 4), то в этом случае снижение точности восстановления амплитуд на качество речи в значительной степени будет компенсироваться (и даже с превышением потерь) за счет возможности передачи в каждом кадре большего числа отсчетов фаз, чем в способе-прототипе. Этот вариант за счет повышения частоты выборок фаз обеспечивает расширение полосы частот передаваемого речевого сигнала, что приводит к улучшению качества восстановленной речи по сравнению с прореживанием каждого второго отсчета.

Покажем существующую зависимость между числом L _ам передаваемых в кадре засекреченных амплитуд, числом L_фаз засекреченных фаз, числом N канальных гармоник и значением коэффициента прореживания К, которую необходимо учитывать при реализации рассматриваемого способа. Определяющим условием этой зависимости служит очевидное утверждение того, что общее количество L засекреченных амплитуд и фаз (L=L _ам+L_фаз) в кадре не должно превышать значения N+N/2.

Действительно, при наличии N канальных гармоник можно передать в каждом кадре с использованием только амплитуд гармоник не более N/2 засекреченных отсчетов, так как амплитуды остальных гармоник будут заняты отсчетами амплитуд контрольных гармоник, вычисляемых по указанным N/2 засекреченным отсчетам. Остальные N засекреченных отсчетов из общего количества L могут передаваться в виде начальных фаз всех N гармоник с амплитудами, соответствующими как засекреченным, так и контрольным амплитудам.

Так как число фаз L_фаз в кадре до засекречивания равно числу непрореженных амплитуд, то число прореженных амплитуд, выдаваемых на засекречивание, будет равно L_ам =L_фаз/К. Исходя из сказанного, получаем следующее выражение (L_фаз+L _фаз/К) (N+N/2), определяющее соотношение между значениями рассматриваемых параметров. Из него следует, что число L_фаз должно удовлетворять условию

С использованием соотношения (1) определяем, что при значениях К=2, 3, 4 и 5 число L_фаз будет, соответственно, составлять 1,0N; 1,125N; 1,20N; 1,25N.

Так как при К>2 допустимое число фаз L_фаз в кадре больше числа N, в то время как в прототипе L _фаз=N, то при указанных значениях К можно будет на интервале времени Т сформировать большее число фаз и непрореженных амплитуд по сравнению с прототипом. Это позволяет повысить частоту выборки отсчетов в последовательностях амплитуд и фаз и, тем самым, расширить передаваемую полосу частот W_pc речевого сигнала от величины W_pc=N/T до величины W_pc=L_фаз/Т. В абсолютном исчислении это равнозначно расширению полосы частот речевого сигнала при К>2 на несколько сотен герц и дополнительному повышению разборчивости речи. Наиболее эффективно применение предлагаемого способа передачи и приема при значениях коэффициентов прореживания не выше 3 или 4. При более частом прореживании эффективность способа уменьшается из-за ухудшения восстанавливаемости прореженных амплитуд.

Предлагаемый способ содержит известные из описания прототипа и научно-технической литературы операции. К таким операциям можно отнести, например, операции полосовой фильтрации сигналов путем их разложения на низкочастотные квадратурные составляющие с формированием амплитуд и фаз, операции прореживания (децимации) и интерполяции сигналов, многочастотной передачи сигналов ортогональными гармониками, разностного кодирования и декодирования сигналов и другие. Однако их сочетание в предлагаемом способе является новым.

Новое сочетание известных операций позволило, во-первых, за счет уменьшения относительной доли амплитуд и повышения доли фаз без снижения качества речи перераспределить и уменьшить общее количество передаваемых отсчетов амплитуд и фаз открытых речевых сигналов. Во-вторых, за счет освободившихся в групповом канальном сигнале гармоник удалось осуществить на передаче помехоустойчивое кодирование засекреченных амплитуд гармоник, а на приеме - их устойчивое декодирование без размножения ошибок и качественное восстановление амплитуд речевого сигнала. Это все позволило выполнить поставленную задачу повышения помехоустойчивости передачи и качества речевых сигналов без расширения спектра канальных сигналов.

В предлагаемом и известном способах общими признаками являются передача закодированной речи по предварительно подготовленному тракту передачи и приема. Это обеспечивается предварительной передачей и детектированием специальной преамбулы для коррекции на приемной стороне полезных сигналов и синхронизации шифраторов.

При этом на передающей стороне преобразуют речевой сигнал из аналогового вида в цифровой вид, осуществляют его полосовую фильтрацию с выделением последовательностей отсчетов низкочастотных квадратурных составляющих. Затем путем прореживания приводят частоту следования отсчетов в этих последовательностях к значению, равному суммарной ширине спектра квадратурных составляющих, и по прореженным отсчетам квадратурных составляющих вычисляют значения амплитуд и фаз. При этом значение числа М возможных значений фаз равно степени числа 2. После этого путем компрессирования уменьшают значения уровней амплитуд до величины меньшей числа М, добавляют к ним защитный интервал, затем засекречивают по модулю М значения фаз и значения амплитуд и осуществляют распределение засекреченных отсчетов на две группы. Отсчеты в первой из групп определяют амплитуды ортогональных гармоник с частотами в полосе пропускания канала связи. Отсчеты во второй группе, предварительно подвергнутые дифференциальному модульному кодированию, задают начальные фазы указанных гармоник. Отсчеты амплитуд и фаз N гармоник преобразуют из частотной области во временную область. Для этого используют обратное преобразование Фурье и после преобразования к сформированному групповому сигналу присоединяют защитный временной интервал, образовав тем самым кадровый временной групповой сигнал с длительностью Т, который передают в канал связи.

На приемной стороне поступившие из канала кадровые сигналы, в свою очередь, преобразуют из временной области в частотную область путем использования прямого преобразования Фурье, по выходным сигналам которого определяют амплитуды и фазы ортогональных гармоник принятого сигнала. Затем осуществляют дифференциальное декодирование значений фаз гармоник и рассекречивают по модулю М последовательность отсчетов амплитуд и фаз, уменьшают рассекреченные значения амплитуд на величину защитного интервала. После этого значения амплитуд экспандируют и вычисляют низкочастотные квадратурные составляющие рассекреченного сигнала путем умножения значения амплитуд на косинус и синус соответствующих фаз. Затем сигналы квадратурных составляющих подвергают низкочастотной интерполяции и переносят спектр интерполированных сигналов вверх на частоту, равную средней частоте полосы частот речевого сигнала на передаче. Путем объединения интерполированных сигналов квадратурных составляющих формируют единый временной поток цифрового речевого сигнала перед его преобразованием в аналоговый вид.

Признаками предлагаемого способа, отличающимися от признаков способа-прототипа, являются следующие признаки.

На передающей стороне после проведения операции компрессирования амплитуд и перед началом операции засекречивания проводят равномерное прореживание отсчетов во временной последовательности амплитуд, по крайней мере, в два раза. После этого оставшиеся отсчеты амплитуд и отсчеты фаз объединяют в одну временную последовательность в определенном порядке и таким образом, чтобы их общее число не превышало величины N+N/2 за время Т. Затем засекречивают и распределяют засекреченные отсчеты по группам с включением в первую группу N/2 засекреченных отсчетов, которую дополняют таким же количеством контрольных амплитудных отсчетов. Величина каждого контрольного отсчета устанавливается равной дополнению до модуля М величины соответствующего засекреченного отсчета этой группы. После этого осуществляют вывод всех N засекреченных и контрольных отсчетов из первой группы, увеличенных на защитный интервал, и такое же количество кодированных засекреченных отсчетов из группы фаз для совместного преобразования их из частотной области во временную область.

На приемной стороне после вычисления уровней амплитуд и значений фаз гармоник принятого сигнала осуществляют декодирование каждой пары засекреченной и контрольной амплитуд гармоник с формированием одной итоговой амплитуды. Операция декодирования состоит в корректировке уровней исходных амплитуд с использованием поправочного коэффициента и вычисления значения итоговой амплитуды. Поправочный коэффициент вычисляется путем сравнения суммы исходных амплитуд с фиксированным порогом. Значение итоговой амплитуды определяется как половина увеличенной на значение модуля М разности откорректированных значений амплитуд засекреченной и контрольной гармоник. После рассекречивания декодированных отсчетов амплитуд и фаз и до начала формирования отсчетов низкочастотных квадратурных составляющих осуществляют восстановление порядка следования фаз и амплитуд и вычисление значений прореженных на передаче отсчетов амплитуд путем интерполяции по соседним отсчетам последовательности принятых рассекреченных амплитуд и вставку вычисленных значений отсчетов между ними в последовательность интерполированных отсчетов.

На фиг.1а представлена структурная схема передающей части системы передачи и приема закодированной речи по предлагаемому способу (пример реализации), на фиг.1б и фиг.1в соответственно примеры реализации кодера амплитуд и кодера фаз.

На фиг.2а представлена структурная схема приемной части системы передачи и приема закодированной речи по предлагаемому способу (пример реализации), на фиг.2б и фиг.2в примеры реализации схем декодера амплитуд и, соответственно, декодера фаз.

Передающая часть содержит блоки:

1 - микрофон,

2 - речевой АЦП,

3 - квадратурный демодулятор,

4 - дециматор синфазной составляющей,

5 - дециматор квадратурной составляющей,

6 - вычислитель амплитуд и фаз,

7 - блок прореживания амплитуд,

8 - компрессор амплитуд,

9 - сумматор,

10 - мультиплексор,

11 - шифратор,

12 - демультиплексор,

13 - кодер амплитуд,

14 - кодер фаз,

15 - блок последовательно-параллельного преобразования (ПО/ПА) последовательностей отсчетов амплитуд,

16 - блок ПО/ПА последовательностей отсчетов фаз,

17 - блок обратного быстрого преобразования Фурье (ОБПФ),

18 - блок временного защитного интервала (ВЗИ),

19 - канальный ЦАП,

20 - канальный выход.

Кодер амплитуд 13 содержит сумматоры 13.1 и 13.2. Кодер фаз 14 содержит сумматор 14.1 по модулю М и линию задержки 14.2.

Приемная часть содержит блоки:

21 - канальный вход,

22 - канальный АЦП и демодулятор,

23 - блок прямого быстрого преобразования Фурье (ПБПФ),

24 - вычислитель амплитуд и фаз,

25 - декодер амплитуд,

26 - декодер фаз,

27 - мультиплексор,

28 - дешифратор,

29 - демультиплексор,

30 - интерполятор амплитуд,

31 - экспандер,

32 - вычислитель квадратурных составляющих,

33 - интерполятор квадратурных составляющих,

34 - квадратурный модулятор,

35 - речевой ЦАП,

36 - телефон.

Декодер амплитуд 25 (фиг.26) содержит сумматоры 25.1, 25.2 и 25.4, умножитель 25.3, делитель 25.5. Декодер фаз 26 (фиг.2в) содержит линию задержки 26.1 и сумматор 26.2 по модулю М.

Большинство блоков, указанных на схемах примеров реализации рассматриваемого способа, совпадают по функциональному назначению с аналогичными блоками в примерах реализации способа-прототипа [2]. Исключение, в основном, составляют лишь вновь введенные блоки прореживания, кодирования, декодирования и интерполяции амплитуд (блоки 7, 13, 25, 30).

Некоторые блоки на фиг.1а и 2а, например, блоки 3 и 34 с целью упрощения описания способа выполнены в виде объединяющих в одном блоке по нескольку блоков из прототипа с полным соблюдением их функционального предназначения. Так в передающей части (фиг.1а) квадратурный демодулятор 3 с двумя входами (сигнальным - x(t₁) и частотным - f_c) выполняет функции 4-х блоков схемы передающей части прототипа, осуществляющих генерацию синуса и косинуса средней частоты, формирование квадратурных составляющих речевого сигнала и их фильтрацию. Аналогичное объединение в одном блоке квадратурного модулятора 34 осуществлено и в приемной части (фиг.2а) при реализации функции обратной выше упомянутой, т.е. формированию речевого сигнала по низкочастотным квадратурным составляющим.

Работа системы шифрования - дешифрования речи по предлагаемому способу осуществляется следующим образом. Перед началом передачи речи на приемную сторону передается преамбула синхронизации. Она состоит из нескольких кадров немодулированных и модулированных по фазе гармоник. Они предназначены для настройки системы автоматической регулировки усиления, компенсации смещения частот между передатчиком и приемником, возможной настройки корректора амплитудно-частотных и фазовых характеристик тракта передачи и приема, а также обеспечения кадрового фазирования приемника и согласованного во времени и по содержанию сигнала запуска шифратора и дешифратора.

Детально параметры указанных сигналов приведены в прототипе и могут быть уточнены с учетом конкретных требований. Конечный результат указанных операций заключается в предварительной передаче и детектировании преамбулы для коррекции на приемной стороне полезных сигналов и синхронизации шифраторов, что не является предметом изобретения, поэтому узлы, реализующие упомянутые выше операции, на фиг.1а и фиг.2а не представлены, хотя их наличие подразумевается. То же самое относится и к блокам формирования частот дискретизации аналоговых сигналов и других тактовых и модулирующих частот, применяемых в процессах преобразования сигналов.

Значения частоты дискретизации f_д1 в АЦП и ЦАП и средней частоты f_c для частотной модуляции и демодуляции зависят от многих факторов. Но определяющими из них являются выбранные значения таких канальных параметров, как частота дискретизации f_д2 канальных сигналов, количество N и значения частот канальных гармоник, а также длительности Т кадра и защитного временного интервала. От значения этих параметров зависит количество L засекреченных отсчетов речевых сигналов, передаваемых в течение одного канального кадра, и соответствующая им и выбранному значению коэффициента прореживания К ширина полосы частот W_pc передаваемого речевого сигнала и ширина спектра канального сигнала W_k.

Ниже в таблице 1 для нескольких возможных вариантов реализации предлагаемого способа приведены значения основных параметров и характеристик, дополняющих описание схем в примерах реализации.

Таблица 1.
№ п.п.	fд1 Гц	fд2 Гц	Кд	N	K	Кадры канальные		Упаковка речевых отсчетов			Ширина спектра (Гц)
						Отсчеты	1/Т Гц	L	L фаз	Laм	Wрс	Wk
1	9600	8000	4	48	2	160	50	72	48	24	2400	3000
2	10800	8000	4	48	3	160	50	72	54	18	2700	3000
3	10800	7200	4	50	2	160	45	75	50	25	2250	2812,5
4	10800	7200	13/3	48	3	156	46,1	72	54	18	2492	2700
5	10800	7200	4	50	4	160	45	75	60	15	2700	2812,5

Передаваемые речевые сигналы с выхода микрофона 1 поступают в АЦП 2, который методом аналого-цифрового преобразования с частотой дискретизации f_д1 преобразует непрерывные речевые сигналы в последовательность цифровых отсчетов (выборок), следующих через равные промежутки времени 1/f _д1, измеряемые в секундах. С выхода АЦП 2 последовательность отсчетов x(t₁), соответствующих моментам времени t₁=n/f_д1, где n=1, 2, 3, ... - номер отсчетов, поступает в квадратурный демодулятор 3, который аналогичен по выполняемым функциям объединению нескольких блоков прототипа. Демодулятор 3 из входного потока формирует две низкочастотные квадратурные составляющие: синфазную x_I(t₁) и квадратурную x_Q(t₁). Для этого используется известный метод [6], состоящий в умножении входных сигналов на комплексную экспоненту

и низкочастотной фильтрации полученных в результате умножения сигналов. Значение частоты f_c в выражении (3) равно значению средней частоты полосы частот W_pc, выделяемой для передачи речевого сигнала. При этом ширина полосы пропускания низкочастотных фильтров берется равной W_pc/2.

На выходе фильтров квадратурного демодулятора 3 формируются две квадратурные последовательности x_I(t₁) и x _Q(t₁). Наибольшая частота сигналов в этих последовательностях не превышает W_pc /2 Гц. Поэтому эти сигналы могут быть полностью восстановлены по прореженным (децимированным) отсчетам, сделанным с частотой W_pc, которая в К_д раз меньше частоты следования входных сигналов, т.е. по выборкам каждого К_д-го отсчета. Это соответствует частоте дискретизации f_д1/К _д. Уменьшение частоты дискретизации осуществляется с помощью дециматоров 4 и 5, на выходе которых получают квадратурные составляющие x_I(t) и x_Q(t), отсчеты в которых соответствуют моментам времени t=К_д t₁.

После этого сигналы квадратурных последовательностей x_I(t) и x _Q(t) преобразуются в вычислителе 6 в отсчеты амплитуд и фаз соответствующих последовательностей A(t) и (t), что необходимо для осуществления дальнейших преобразований и передачи по каналу связи.

Значения амплитуды и фазы определяют по соотношениям:

и приводят к целочисленному виду, при этом отсчеты фаз будут иметь значения от 0 до М-1. В нашем случае значение М равно 128.

При реализации рассматриваемого способа передачи и приема речи на микропроцессоре для осуществления вычислений по выражениям (4) и (5) могут быть использованы операции нахождения значений аппроксимирующих многочленов, приведенные в [7, §§4.4, р.57-60] для вычисления корня квадратного и в [7, §§4.3, р.54-57] - арктангенса.

Далее последовательность отсчетов амплитуд A(t) подвергается в блоке 7 дополнительному прореживанию с коэффициентом К, а оставшиеся отсчеты сжимаются по уровню в компрессоре 8.

Примеры подобной реализации процесса компандирования сигналов для уменьшения их динамического диапазона при передаче по каналам (компрессирование) и обратного восстановления на приеме (экспандирование) широко известны, например, по [2, с.113-128], где рассмотрено компандирование по законам А и . В нашем случае может быть применено компрессирование по модифицированному закону А [2, с.126, 127] с ограничением уровня входных сигналов амплитуд A(Kt) величиной 2047 и уменьшением числа используемых разрядов с 7 до 6 за счет исключения младшего разряда в коде шага квантования (4 столбец кодовой таблицы [2]). При этом сигналы A_c(Kt) на выходе компрессора будут иметь значения в диапазоне от 0 до 63.

С целью повышения помехозащищенности передачи сигналов по каналу связи преобразованные значения амплитуды в сумматоре 9 смещаются, по аналогии с прототипом, на величину защитного интервала C₁=32 для уменьшения уровня аномальных ошибок, возникающих при дешифровании искаженных амплитуд со значениями, близкими к нулю или к модулю М.

Новые значения A_c(Kt)+C ₁, принимающие целочисленные значения от 32 до 95, поступают на один из входов мультиплексора 10, где объединяются в одну последовательность с поступившими на его другой вход отсчетами фаз (t), значения которых изменяются в диапазоне от 0 до 127. С выхода мультиплексора 10 отсчеты последовательности V _k(T), k=1, ..., L, поступают на вход шифратора для засекречивания. За каждый интервал времени Т, равный длительности канального кадра, на вход шифратора поступает L отсчетов, включая L _фаз отсчетов фаз и L_ам отсчетов амплитуд.

В шифраторе 11 поступившие на его вход отсчеты V _k(T) засекречиваются путем сложения по модулю М с последовательностью псевдослучайных чисел, вырабатываемых в шифраторе, и выдаются для дальнейших преобразований на вход демультиплексора 12 в виде последовательности засекреченных отсчетов S_k (T), разделенных на пакеты длины L.

Демультиплексор 12 распределяет L засекреченных отсчетов на две группы для их предварительного кодирования, которое осуществляется с амплитудами и фазами гармоник перед передачей их в канал связи. В первую группу входят отсчеты S_i(T), i=1, ..., N/2, определяющие амплитуды гармоник, во вторую отсчеты S_j(T), j=1+N/2, ..., 3/2N, определяющие фазы гармоник.

Кодер амплитуд 13 (фиг.1б) к каждому входному отсчету S_i(T) присоединяет контрольный отсчет с величиной, равной дополнению величины входного отсчета до модуля М, после чего значения обоих отсчетов увеличиваются величину защитного интервала C ₂. С выхода кодера 13 каждая пара отсчетов а _n(Т)=S_i(Т)+С₂ и a_n+1(T)=M-S_i(T)+C ₂ выводятся в блок последовательно-параллельного преобразования ПО/ПА 15 для накопления всех N отсчетов за кадр. Защитный интервал С₂ амплитуд предназначен для исключения передачи гармоник с нулевой амплитудой, которые могут быть среди засекреченных отсчетов, что создавало бы неопределенность в восстановлении на приеме начальной фазы такой гармоники. В нашем случае величина защитного интервала С₂ равна 32.

Засекреченные значения фаз S_j(T) подвергаются, по аналогии с прототипом, дифференциальному кодированию в кодере фаз 14, пример реализации которого приведен на фиг.1в. Кодер содержит сумматор 14.1 по модулю М и линию (регистр) задержки 14.2. На сумматор поступают входные отсчеты фаз S _j(T) и отсчеты фаз _n*(Т) с выхода сумматора, задержанные на время, равное длительности кадра Т. Значения закодированных фаз _n(Т) на выходе кодера 14 определяются соотношением _n(T)=(S_j(T)+ _n*(T))modM при n=j-N/2. Такое кодирование фаз вместе с соответствующим декодированием на приеме обеспечивает правильное восстановление переданных значений фаз независимо от величины задержки сигналов в тракте передачи. Оно также обеспечивает компенсацию медленных изменений фазовых характеристик канала связи. С выхода кодера 14 отсчеты закодированных фаз _n(Т) выводятся в блок последовательно-параллельного преобразования ПО/ПА 16 для накопления всех N отсчетов за кадр.

С параллельных выходов блоков 15 и 16 N пар отсчетов закодированных амплитуд a_n и фаз _n, n=1, ..., N, вводятся по соответствующим входам в блок 17 ОБПФ. Блок осуществляет формирование группового сигнала путем преобразования сигналов из частотной области во временную область в виде из суммы гармоник с соответствующими амплитудами и начальными фазами. Номера гармоник и соответствующие им входы блока ОБПФ выбираются таким образом, чтобы обеспечить согласование спектра результирующего сигнала с полосой пропускания канала связи. При размерности преобразования Фурье, равном 128, и значениях частоты дискретизации fд₂, равных 7200 Гц или 8000 Гц, значения частот гармоник должны быть кратны 56,25 Гц и, соответственно, 62,5 Гц.

Исходя из этого при стандартной ширине полосы пропускания телефонного канала 300-3400 Гц, можно использовать при первом значении частоты дискретизации до 55 гармоник (с 6-й по 60-ю), а при втором значении - до 50 (с 5-й по 54-ю), что соответствует примерам, приведенным в таблице 1.

Групповой сигнал с выхода блока 17 ОБПФ поступает в блок 18 временного защитного интервала (ВЗИ), повторяющего первые 32 отсчета поступившего временного сигнала, увеличив длительность его до 160 отсчетов. Блок 18 предназначен для уменьшения межкадровых искажений при изменении времени распространения сигналов в канале связи и аналогичен соответствующему блоку прототипа.

Сформированный единый временной поток отсчетов, следующих с частотой f _д2 Гц в виде кадров группового сигнала с длительностью Т, передается в канал связи 20 с использованием, в частности, предварительного преобразования в аналоговую форму с помощью ЦАП 19.

На приемной стороне (фиг.2а) принимаемый из канала связи сигнал 21 поступает в блок 22 АЦП и демодуляции, аналогичный соответствующим блокам схемы реализации способа-прототипа. В блоке 22 осуществляется аналого-цифровое преобразование с частотой дискретизации f_д2 и цифровая демодуляция входного сигнала. В результате этого из принятой последовательности отсчетов у(t₂) выбираются 128 средних в кадре отсчетов и вводятся в блок 23 ПБПФ. В блоке 23 входные отсчеты преобразуются из временной области в частотную с формированием по N отсчетов действительной Y_In(T) и мнимой Y_Qn(T) частей сигнала.

После этого в блоке 24 по значениям Y_In(T)) и Y _Qn(T) вычисляют значения амплитуд и фаз N гармоник цифрового сигнала по соотношениям:

Затем вычисленные значения амплитуд и фаз _n(Т) подвергаются декодированию соответственно в декодере амплитуд 25 (фиг.2б) и декодере фаз 26 (фиг.2в).

Декодер амплитуд 25 осуществляет декодирование амплитуд каждой пары сопряженных по уровню в передатчике засекреченной и контрольной гармоник для формирования по ним одной итоговой амплитуды. Операция декодирования состоит в корректировке уровней исходных амплитуд с использованием поправочного коэффициента и вычисления значения итоговой амплитуды. Поправочный коэффициент вычисляется в декодере 25 с помощью сумматора 25.1 и делителя 25.5.

С выхода сумматора 25.1 результат сложения двух сопряженных амплитуд вводится в блок 25.5, где осуществляется сравнение полученного значения суммы Z с номинальным уровнем суммы амплитуд сопряженных гармоник на выходе кодера амплитуд 13 передатчика. Этот уровень задается константой С₃=М+2С ₂, используемой в блоке 25.5 в качестве делимого, а в качестве делителя там служит сумма Z.

Поправочный коэффициент =С₃/Z с выхода делителя 25.5 подается на один из входов умножителя 25.3, на другой вход которого подается для корректировки разность амплитуд с выхода сумматора 25.2. Значения N/2 итоговых амплитуд определяются как половина суммы модуля М и откорректированных разностей R_i(T) амплитуд засекреченной и контрольной гармоник, т.е., в соответствии с соотношением

Сравним значение S_i(T) амплитуды переданной засекреченной гармоники с вычисленным по соотношению (8) значением итоговой амплитуды соответствующей пары принятых из канала гармоник в изменяющихся условиях ослабления или усиления принимаемых сигналов при их многолучевом распространении.

Введем для этого показатели усиления (ослабления) в канале связи уровней принятых первой и второй гармоник в одной из пар кодированных гармоник - коэффициенты и При этом уровни амплитуд переданных гармоник согласно описанию передающей части примера реализации будут равны

a₁(T)=S₁(T)+C ₂, а₂(Т)=M-S₁ (T)+C₂.

С учетом введенных обозначений получаем соотношение

которое после преобразования принимает вид

Z₁=( ₁- ₂)S₁(T)+C ₂( ₁+ ₂)+ ₂M.

Поправочный коэффициент ₁ в этом случае будет определяться соотношением

₁=C₃/Z ₁=(M+2C₂)/(( ₁- ₂)S₁(T)+C ₂( ₁+ ₂)+ ₂M.

Разность амплитуд с учетом введенных

коэффициентов определяется как

R₁(T)= ₁(S₁(T)+C ₂)- ₂(M-S₁(T)+C ₂)=( ₁+ ₂)S₁(T)+C ₂( ₁- ₂)- ₂M.

При равных или близких по значению коэффициентах ₁ и ₂ выражения для ₁ и R₁(T) преобразуются соответственно к виду

₁=(M+2C₂)/(( ₁- ₂)S₁(T)+C ₂( ₁+ ₂)+ ₂M)=(2C₂+M)/ (2C₂+M)=1/ ,

R₁(T)=( ₁+ ₂)S₁(T)+C ₂( ₁- ₂)- ₂M= (2S₁(T)-M), где = ₁= ₂.

Теперь подставим полученные выражения для поправочного коэффициента ₁ и разности R₁ (T) в правую часть соотношения (8) и получим, что

Таким образом, при одинаковом усилении (затухании) сигналов внутри пары сопряженных по кодированию гармоник (основной и контрольной) вычисленное в соответствии с соотношением (8) значение итоговой амплитуды равно значению S₁ (T) переданной засекреченной амплитуды. При этом указанное равенство переданной и восстановленной на приеме амплитуд не зависит от уровня коэффициентов ₁ и ₂. Поэтому для повышения защищенности от селективных частотных замираний целесообразно в качестве гармоник, сопряженных по амплитудному кодированию, выбирать соседние по частотному спектру гармоники, характеризующиеся близкими условиями распространения сигналов. Эффективность этого подтверждена результатами моделирования рассматриваемого способа передачи речи на имитаторах коротковолновых каналах.

При рассогласовании по величине относительно друг друга коэффициентов ₁ и ₂, например, вследствие воздействия шумов, в итоговых амплитудах появляются искажения. Однако их величина не превышает половины суммарного искажения основной и контрольной амплитуд и возникшие искажения не распространяются на соседние гармоники в текущем или последующем кадрах.

Отметим также возможность некоторого упрощения реализации вычисления значений путем исключения операции деления на 2. Для этого уменьшим значение константы С₃ в два раза по сравнению с указанным выше. Положив С₃=М/2+С ₂, можно вместо соотношения (8) для вычисления применить соотношение

согласно которому откорректированная разность R_i(T) амплитуд смещается на фиксированную величину М/2, что соответствует приведенной на фиг.2б схеме декодера 25 амплитуд.

Декодер фаз 26 аналогичен декодеру фаз в прототипе и осуществляет дифференциальное декодирование N засекреченных фаз _n(Т) в соответствии с соотношением в котором через _n*(Т) обозначены задержанные на длительность Т кадра входные фазы _n(Т).

Декодированные отсчеты засекреченных амплитуд и фаз через мультиплексор 27 объединяются в одну временную последовательность отсчетов , k=1, ..., L и поступают в дешифратор 28 для рассекречивания. Рассекреченные отсчеты V_k((T) в демультиплексоре 29 разделяются на две группы, соответствующие L _ам отсчетам рассекреченных компрессированных амплитуд A _c(Kt) и L_фаз отсчетам рассекреченных фаз (t).

Последние поступают в вычислитель квадратур 32, а амплитуды - в блок интерполяции 30 для вычисления значений отсчетов амплитуд, пропущенных на передаче при прореживании с коэффициентом К. Для этих целей с учетом одной полярности (беззнаковых) принятых и восстанавливаемых амплитуд и небольшой степени прореживания достаточно хорошие результаты обеспечивают известные методы сглаживающей фильтрации, сплайновой и линейной интерполяции [8, с.446-454].

В результате интерполяции в блоке 30 число отсчетов компрессированных амплитуд в выходной последовательности A_c (t) становится равным числу фаз в последовательности (t) с выхода блока 29. Перед экспандированием в блоке 31 отсчетов амплитуд их значения уменьшают на величину защитного интервала C₁=32 по следующему правилу:

A_c(t)=A_c(t)-C ₁, если A_c(t)>C ₁-1,

A_c(t)=0, если A _c(t)<C₁.

После экспандирования амплитуд на вход блока 32 вычислителя квадратур поступают в каждом кадре столько же отсчетов амплитуд, сколько отсчетов фаз поступило с выхода блока 29.

Значения фаз и экспандированных амплитуд, поступившие на входы блока 32, преобразуются в нем в низкочастотные квадратурные составляющие по следующим соотношениям:

V _c(t)=A(t)cos(2 (t)/M),

V_s(t)=A(t)sin(2 (t)/M),

где V_c(t) и V _s(t) - соответственно синфазная и квадратурная составляющие речевого сигнала.

Значения cos(2 (t)/M) и sin(2 (t)/M) могут храниться в заранее подготовленных в блоке 32 таблицах косинусов и синусов и выбираться из них по адресу (t)=0,1...M-1.

Сигналы V_c(t) и V_s(t) имеют частоту дискретизации L _фазТ Гц. Спектры этих сигналов низкочастотные с верхней частотой не выше (L_фазТ)/2 Гц. Для преобразования их в сигналы исходной речи с шириной спектра в W _pc Гц проводятся последовательно два следующих этапа обработки.

Первый этап состоит в вычислении (интерполировании) между каждыми соседними отсчетами сигналов V_c (t) и V_s(t) новых К_д -1 отсчетов, что соответствует повышению частоты дискретизации сигналов в К_д раз без изменения их спектральных свойств. (Значения К_д для нескольких вариантов реализации рассматриваемого способа приведены в таблице 1).

Эти операции реализуются в блоке 33 интерполяции квадратур, как и в прототипе на основе известного метода с использованием двух интерполирующих фильтров и частоты дискретизации f _д1. С выхода блока 33 будут выводиться интерполированные сигналы низкочастотных квадратурных составляющих V _c(t₁) и V_s(t ₁).

Второй этап осуществляется в блоке квадратурного модулятора 34, аналогичного по функциям соответствующим блокам прототипа, и состоит в умножении сигналов с выходов интерполирующих фильтров на косинус и, соответственно, синус частоты f _c с целью переноса спектра этих сигналов в сторону верхних частот и объединения этих сигналов в выходной полосовой речевой сигнал.

Объединенный речевой сигнал V(t ₁) формируется в соответствии с соотношением

V(t ₁)=V_c(t₁)cos(2 f_ct₁)+V _s(t₁)sin(2 f_ct₁).

Здесь t₁=n/f_д1, где n=1, 2, 3, ... - номер отсчетов, соответствует моментам времени формирования отсчетов сигнала.

Значение частоты модуляции f_c выбирается равной средней частоте выделяемой полосы спектра речевого сигнала при значении нижней частоты этой полосы обычно около 200 Гц. В нашем случае значение частоты f _c будет в диапазоне частот от 1450 до 1550 Гц.

Речевой сигнал V(t₁) со спектром частот в полосе от 200 до 2600 или 2900 Гц, в зависимости от выбранного режима по таблице 1, выводится через ЦАП 35 на телефон получателя.

Приведенные на фиг.1а и фиг.2а структурные схемы поясняют лишь принципы и последовательность осуществления операций предлагаемого способа. Конкретные формы реализации этих операций и их параметры зависят от условий передачи, условий эксплуатации, используемой элементной базы. Приведенные примеры ориентированы на программную реализацию с помощью микропроцессоров.

Проведенные экспериментальные измерения точности восстановления прореженных амплитудных отсчетов при прореживании амплитуд в 2 раза показали, что величина отношения «сигнал/ошибка» составляет порядка 20-30 дБ для речевых сигналов низкого и среднего уровня, что соответствует хорошему качеству радиоканала, и увеличивается с повышением уровня сигналов из-за ограничения уровня амплитуд в компрессоре отсчетов. При снижении качества связи, что особенно характерно для радиоканалов, качество и разборчивость речи с использованием предлагаемого способа выше по сравнению с применением способа-прототипа благодаря более высокой помехоустойчивости передачи канальных сигналов.

Если выбрать степень прореживания несколько больше двух (3 или 4), то в этом случае снижение точности восстановления амплитуд на качество речи в значительной степени будет компенсироваться (и даже с превышением потерь) за счет возможности передачи в каждом кадре большего числа речевых фаз, чем в способе-прототипе. Этот вариант за счет повышения частоты выборок фаз обеспечивает расширение полосы частот передаваемого речевого сигнала, что приводит к улучшению качества восстановленной речи по сравнению с прореживанием каждого второго отсчета.

Таким образом, показана достижимость заявленного технического результата, обеспечивающего по сравнению с прототипом повышение помехоустойчивости и качества передачи речевых сигналов без расширения заданной полосы пропускания канала передачи.

Литература

1. Диффи У., Хэллмэн М.Э. Защищенность и имитостойкость. Введение в криптографию. ТИИЭР. 1979, №3.

2. Дж. Беллани. Цифровая телефония. - М.: Радио и связь, 1986. - 544 с.

3. Устройство конфиденциальной связи. Патент РФ №2117401, м.кл. Н04К 1/00, 10.08.98, бюл. №22.

4. Система передачи и приема кодированной речи. Патент США №4179586, м.кл. Н04К 1/00, 1979.

5. Способ передачи и приема закодированной речи. Патент РФ №2221284, м.кл. G10L 19/00, 10.01.2004, бюл. №1. Прототип.

6. Сергиенко А.Б. Цифровая обработка сигналов. - СПб.: Питер, 2002. - 608 с.: ил.

7. DIGITAL SIGNAL PROCESSING. Using the ADSP-2100 Family, v.1.

8. Дьяконов В. Д93 MATLAB 6: учебный курс - СПб.: Питер, 2001. - 592 с.: ил.