способ управления коэффициентом передачи решающего усилителя с глубокой отрицательной обратной связью

Формула изобретения

Способ управления коэффициентом передачи решающего усилителя с глубокой отрицательной обратной связью, содержащего входной дифференциальный каскад (1), выход которого подключен к корректирующему конденсатору (2) и входу буферного усилителя (3), а также четырехполюсник отрицательной обратной связи (4), включенный между выходом решающего усилителя и инвертирующим входом входного дифференциального каскада, при котором управляют коэффициентом передачи решающего усилителя путем изменения параметров передачи четырехполюсника отрицательной обратной связи (4), отличающийся тем, что обратно пропорционально изменениям коэффициента передачи четырехполюсника отрицательной обратной связи (4) изменяют крутизну преобразования входного напряжения входного дифференциального каскада (1) в его выходной ток.

Описание изобретения к патенту

Известны способы управления коэффициентом передачи (К _п) решающих усилителей (РУ) на основе операционных усилителей с глубокой обратной связью по напряжению, у которых изменение К_п осуществляется путем изменения коэффициента передачи четырехполюсника отрицательной обратной связи ( _ос) [1-4] (фиг.1 - фиг.2). Это базовый принцип регулирования усилительных параметров широкого класса аналоговых микросхем. В качестве четырехполосника _ос обычно используются резисторы R1-R2 [1-4], сопротивления которых меняются путем коммутации ключей на полевых транзисторах (например, фиг.3) [5-17].

Существенный недостаток известного способа управления коэффициентом передачи РУ, выполненного на современных микросхемах, состоит в ухудшении частотных свойств РУ (полосы пропускания _в по уровню -3 дБ) при увеличении К_п (фиг.4). Действительно, К _п в инвертирующем и неинвертирующем включениях решающего усилителя фиг.1 - фиг.2, в которых реализуется известный способ изменения К_п , зависит от параметров элементов схемы операционного усилителя (ОУ) и обратной связи (R1, R2) следующим образом:

где - коэффициент передачи РУ в диапазоне низких (3) частот для неинвертирующего включения;

- коэффициент передачи РУ в диапазоне низких (4) частот для инвертирующего включения;

С_к - емкость корректирующего конденсатора ОУ на входе буферного усилителя (БУ);

у₂₁ - крутизна преобразования входного дифференциального напряжения ОУ в выходной ток входного каскада (ДУ) (для схемы фиг.2 );

=2 f - круговая частота сигнала.

Из уравнений (1) и (2) следует, что при увеличении отношения резисторов R2 и R1 (т.е. при повышении или ) полоса пропускания _в РУ фиг.1 - фиг.3 с известным способом управления К_п всегда ухудшается:

Для схемы фиг.2

Это основной недостаток классических РУ с обратной связью по напряжению. Для его устранения изобретен так называемый усилитель с токовой обратной связью, у которого при измерении коэффициента передачи полоса пропускания не изменяется [18]. Однако этот класс «экзотических» ОУ обладает рядом существенных недостатков несимметрией входов, повышенным значением э.д.с. смещения нуля, низким входным сопротивлением в инвертирующем включении, малым коэффициентом ослабления синфазных сигналов и т.д. [18, 19].

Основная цель предлагаемого изобретения состоит в разработке способа управления коэффициента передачи РУ с обратной связью по напряжению, при котором верхняя граничная частота _в не изменяется и достигает максимально возможных значений. Это позволяет обеспечить наибольшую и постоянную полосу пропускания РУ в широком диапазоне изменения коэффициента передачи

Поставленная цепь достигается тем, что в способе управления коэффициентом передачи решающего усилителя с глубокой отрицательной обратной связью, содержащем входной дифференциальный каскад (1), выход которого подключен к корректирующему конденсатору (2) и входу буферного усилителя (3), а также четырехполюсник отрицательной обратной связи (4), включенный между выходом решающего усилителя и инвертирующим входом входного дифференциального каскада, при котором управляют коэффициентом передачи решающего усилителя путем изменения параметров передачи четырехполюсника отрицательной обратной связи (4), вводятся новые операции - обратно пропорционально изменениям коэффициента передачи четырехполюсника отрицательной обратной связи 4 изменяют крутизну преобразования входного напряжения входного дифференциального каскада 1 в его выходной ток.

На чертеже фиг.1 приведена схема решающего усилителя, в котором реализуется известный способ управления К_п . Он содержит входной дифференциальный каскад (1), выход которого подключен к корректирующему конденсатору (2) и входу буферного усилителя (3), а также четырехполюсник отрицательной обратной связи (4), включенный между выходом решающего усилителя и инвертирующим входом входного дифференциального каскада. При этом коэффициентом передачи решающего усилителя управляют путем изменения параметров передачи четырехполюсника отрицательной обратной связи (4) - сопротивлений R1, R2.

На чертеже фиг.2 изображена схема РУ фиг.1 с конкретным выполнением входного дифференциального каскада на транзисторах VT1-VT8 и повторителях тока ПТ1 и ПТ2.

На чертеже фиг.3 показан один из [5-17] примеров цифровой коммутации резисторов обратной связи РУ фиг.1 - фиг.2.

График фиг.4 показывает, как изменяется амплитудно-частотная характеристика РУ фиг.1 - фиг.3 при изменении К _п в соответствии с известным способом управления коэффициентом передачи.

На чертеже фиг.5 - фиг.6 показаны РУ в соответствии с формулой изобретения.

График фиг.7 характеризует теоретическую зависимость амплитудно-частотной характеристики РУ с заявляемым способом управления К_п.

На чертеже фиг.8 представлены результаты компьютерного моделирования РУ фиг.1 с известным, а на чертеже фиг.9 - заявляемым способом управления К_п.

Рассмотрим заявляемый способ управления коэффициента передачи на примере анализа схемы фиг.6. В данной схеме входной ДУ(1) реализован на транзисторах VT1-VT8, а также повторителях тока ПТ1-ПТ2, обеспечивающих форсированный заряд (разряд) корректирующего конденсатора С _к (2). Крутизна преобразования входного напряжения ДУ (u _вх) в ток заряда (разряда) конденсатора С _к (2) определяется резистором , параллельно которому включен резистор R ₀. Его сопротивление зависит от состояния ключей S ₀₁...S₀₃, которые управляются по шине «А» от мультиплексора M1. Два других выхода мультиплексора M1 управляют с помощью транзисторных ключей (фиг.5) сопротивлениями резисторов R₂ и R₁ . На вход мультиплексора 5 M1 поступает управляющий кодовый сигнал.

Предположим, что в начальном состоянии мультиплексора M1 коэффициент передачи четырехполюсника обратной связи _ос близок к единице. Эквивалентное сопротивление между узлами «С» и «В», которое устанавливается мультиплексора M1, принимает максимально возможное значение (R _max), а верхняя граничная частота РУ:

Если коэффициент передачи цепи обратной связи _ос уменьшается в n-раз путем коммутации резисторов R₂ (R₁ ), то в соответствии с формулой предлагаемого изобретения в n-раз должна увеличиться эквивалентная проводимость резистора

или

где , - передачи входного ДУ при R₂=0 (т.е. _ос=1).

Формулы (8) и (9) - это основные управления, связывающие параметр крутизны y ₂₁ входного ДУ и коэффициент передачи _ос четырехполосника обратной связи в решающем усилителе фиг.6, который реализует заявленный способ управления коэффициентом передачи.

Если при управлении К_п выполняются условия (8)-(9), т.е. , то полоса пропускания РУ не будет изменяться (фиг.7)

Полученные выше теоретические выводы совпадают с результатами компьютерного моделирования РУ с предлагаемым способом управления коэффициентом передачи (фиг.9). Так при изменении коэффициента передачи РУ фиг.6 на 26 дБ полоса пропускания оставалась постоянной f_в=11 МГц. В устройствах, реализующих известный способ управления К_п, f _в ухудшалась с 11 МГц до 0,5 МГц (фиг.8), т.е. в 22 раза.

Таким образом, заявляемый способ управления К _п имеет существенное преимущество по полосе пропускания.

Источники информации

1. Алексеенко А.Г. Основы микросхемотехники. - 3 изд. - М.: Юнимедиастайл, 2002, стр.291, рис.6.5.

2. Патент США 6710648.

3. Патент США 5374966.

4. Банк М.У. Аналоговые интегральные схемы. - М.: Радио и связь, 1981, стр.19, табл.2.1.

5. Патент США 6731163 (фиг.2).

6. Патент США 6137365.

7. П.Шкритек. Справочное руководство по звуковой схемотехнике. - М.: Мир, 1991. - рис.12.4.2, стр.172.

8. Патент США 6362684.

9. Патент США 5877612.

10. Патент США 6710648.

11. Патент США 4500845.

12. Патент США 5325071.

13. Патент США 5231360.

14. Патент США 6621346.

15. Патент США 6445248.

16. Патент США 6246282.

17. Бахтиаров Г.Д. и др. Аналогово-цифровые преобразователи. - М.: Сов. Радио, 1980, стр.223, рис.7.36в.

18. Г.Штрапенин. Быстродействующие ОУ фирмы National Seniconductor. www.chipmfo.ru/literature/chipnews, 2003/10/5.

19. R.Manchini. Anatomy of a current-feedback OP Amp, EDN, December, 2005, p.40-41.