способ энергетической оптимизации моноимпульсных антенных решеток с совместным формированием лучей

Формула изобретения

Способ энергетической оптимизации моноимпульсных антенных решеток с совместным формированием лучей, основанный на взвешивании сигналов, принятых каждым излучателем, с помощью комплексных весовых коэффициентов, разделении этих сигналов на два канала, суммировании сигналов с одноименных выходов делителей с соответствующим прогрессивно нарастающим и убывающим фазовым сдвигом, обеспечивающим отклонение каждого луча на угол ± , и последующем образовании суммарной и разностной диаграмм направленности, в соответствии с которым комплексные весовые коэффициенты находят как главный вектор пучка эрмитовых форм, соответствующий максимальному характеристическому числу пучка, при определении которого используют информацию о направлении на источник сигнала и о распределении источников помех, а в качестве первой и второй эрмитовых форм пучка выбирают соответственно мощность сигнала в суммарном канале и сумму мощностей шумов и помех в лучах моноимпульсной группы, причем комплексные весовые коэффициенты N-2M элементов моноимпульсной антенной решетки, где N - общее число элементов моноимпульсной антенной решетки, а 2М - число элементов с независимыми комплексными весовыми коэффициентами, принимают равными произведению исходных весовых коэффициентов, обеспечивающих ориентацию равносигнального направления на источник сигнала, на общий для этих элементов комплексный весовой коэффициент I_р, определяемый из решения задачи оптимизации, после чего комплексные весовые коэффициенты всех элементов нормируют к значению I_р, отличающийся тем, что при определении вектора комплексных весовых коэффициентов налагают условие равенства значений лучей моноимпульсной группы в заданном направлении, в связи с чем один из комплексных весовых коэффициентов выражают через остальные, понижая ранг эрмитовых форм до 2М, а в качестве оптимального вектора комплексных весовых коэффициентов выбирают главный вектор пучка эрмитовых форм ранга 2М, соответствующий его максимальному характеристическому числу.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано для оптимального управления комплексными взвешивающими устройствами в каналах амплитудных суммарно-разностных моноимпульсных антенных решеток (MAP) с совместным формированием лучей по критерию максимума отношения сигнал/шум+помеха.

Известен способ энергетической оптимизации MAP с совместным формированием лучей [1], сущность которого заключается во взвешивании сигналов, принятых каждым излучателем, с помощью комплексных весовых коэффициентов (КВК), разделении этих сигналов на два канала, суммировании сигналов с одноименных выходов делителей с соответствующим прогрессивно нарастающим и убывающим фазовым сдвигом, обеспечивающим отклонение каждого луча на угол ± , и последующем образовании суммарной и разностной диаграмм направленности (ДН). При этом КВК находят как главный вектор пучка эрмитовых форм, соответствующий максимальному характеристическому чиселу пучка ранга 2М+1, при определении которого используют информацию о направлении на источник сигнала и о распределении источников помех, а в качестве первой и второй эрмитовых форм пучка выбирают соответственно мощность сигнала в суммарном канале и сумму мощностей шумов и помех в лучах моноимпульсной группы, причем комплексные весовые коэффициенты части N-2M элементов MAP, где N - общее число элементов MAP, a 2M - число элементов с независимыми КВК, принимают равными произведению исходных весовых коэффициентов, обеспечивающих ориентацию равносигнального направления (РСН) на источник сигнала, на общий для этих элементов КВК I _p, определяемый из решения задачи оптимизации, после чего КВК всех элементов нормируют к значению I_р. В результате весовые коэффициенты неадаптируемых N-2M элементов соответствуют исходному распределению, причем ранг эрмитовых форм имеет порядок 2М+1.

Недостатком известного способа является то, что при формировании провалов в ДН MAP возникает смещение нуля разностной ДН, достигающее 10% ширины главного максимума суммарной ДН. Это обстоятельство приводит к существенному снижению точностных характеристик радиолокационных систем с MAP.

Предлагаемый способ направлен на устранение указанного недостатка. Структурная схема устройства, функционирующего по данному способу, представлена на фиг.1. На фиг.2 и 3 представлены соответственно суммарные и разностные ДН MAP с совместным формированием лучей после оптимизации по способу [1] и после оптимизации по данному способу. На фиг.4 приведены амплитудные распределения, соответствующие результатам оптимизации по известному и заявленному способам соответственно.

Рассмотрим существо предлагаемого способа. Как и в прототипе, сигналы, принятые каждым излучателем, взвешивают с помощью КВК, разделяют на два канала, суммируют сигналы с одноименных выходов делителей с соответствующим прогрессивно нарастающим и убывающим фазовым сдвигом, обеспечивающим отклонение каждого луча на угол ± , после чего образуют суммарную и разностную ДН. При этом КВК находят как главный вектор пучка эрмитовых форм, соответствующий максимальному характеристическому числу пучка, при определении которого используют информацию о направлении на источник сигнала и о распределении источников помех, а в качестве первой и второй эрмитовых форм пучка выбирают соответственно мощность сигнала в суммарном канале и сумму мощностей шумов и помех в лучах моноимпульсной группы, причем КВК части N-2M элементов MAP, где N - общее число элементов MAP, a 2M - число элементов с независимыми КВК, принимают равными произведению исходных весовых коэффициентов, обеспечивающих ориентацию равносигнального направления на источник сигнала, на общий для этих элементов КВК I_р, определяемый из решения задачи оптимизации, после чего КВК всех элементов нормируют к значению I_р.

Однако в отличие от прототипа при определении вектора комплексных весовых коэффициентов налагают условие равенства значений лучей моноимпульсной группы в заданном направлении, в связи с чем один из комплексных весовых коэффициентов выражают через остальные, понижая ранг эрмитовых форм до 2M, а в качестве оптимального вектора комплексных весовых коэффициентов выбирают главный вектор пучка эрмитовых форм ранга 2M, соответствующий его максимальному характеристическому числу.

Проведенный сравнительный анализ заявленного способа и прототипа показывает, что в заявленном способе изменены условия выполнения операции взвешивания. При определении вектора комплексных весовых коэффициентов налагают условие равенства значений лучей моноимпульсной группы в заданном направлении, в связи с чем один из комплексных весовых коэффициентов выражают через остальные, понижая ранг эрмитовых форм до 2М, а в качестве оптимального вектора комплексных весовых коэффициентов выбирают главный вектор пучка эрмитовых форм ранга 2М, соответствующий его максимальному характеристическому числу.

Рассмотрим предлагаемый способ энергетической оптимизации MAP с совместным формированием лучей, полагая, что направление на источник сигнала ₀ и распределение шумов и помех в пространстве Т( ) известны.

С учетом структурной схемы оптимизируемой MAP, представленной на фиг.1, для оптимизации используем функционал вида:

при требовании равенства значений лучей моноимпульсной группы в заданном (равносигнальном) направлении

В (2) f ( ₀) представляет собой значение разностной ДН в равносигнальном направлении.

В предположении единичной нагрузки числитель в (1) представляет мощность сигнала в суммарном канале MAP

а знаменатель - сумму мощностей шумов и помех в первом и втором лучах моноимпульсной группы, причем

В выражениях (2)-(4)

f ( )=f⁽¹⁾( )+f⁽²⁾( ) - суммарная ДН MAP.

Знак * означает комплексное сопряжение скалярной величины и эрмитово сопряжение матрицы.

Выражение (4) записано в предположении, что размеры излучателей вдоль оси x бесконечны, а излучение происходит в полупространство z>0.

Верхний знак в (5) и далее берется при =1.

Учитывая, что после взвешивания сигналов, принятых каждым излучателем, их разделяют на два канала и суммируют сигналы с одноименных выходов делителей с соответственно прогрессивным нарастающим и убывающим фазовым сдвигом, обеспечивающим отклонение каждого луча на угол ± , представим выражение для лучей моноимпульсной группы, как и в [1], в виде:

где

, y₀ - длина волны и шаг решетки,

I _p - неизвестный комплексный весовой коэффициент, принятый равным для всех N-2M неадаптируемых элементов MAP,

- фазовый сдвиг, обеспечивающий ориентацию равносигнального направления MAP на источник сигнала,

f_m( ) - парциальная ДН MAP, полученная при возбуждении m-го входа волной единичной амплитуды и нулевой фазы.

Тогда для суммарной и разностной ДН получим соответственно

где

В (10) и (11) и - мерные векторы-строки и вектор-столбец соответственно с элементами

Принимая во внимание (3) и (10), можем записать

где

- эрмитова матрица 2М+1-го порядка с элементами

Аналогично можно для мощности шума и помех в -м луче моноимпульсной группы записать

где [B^{( )}] - эрмитова матрица 2М+1-го порядка с элементами

где _i, _j - элементы - вектора-столбца

С учетом (19) и (22) можем представить отношение мощности сигнала в суммарном канале к сумме шумов и помех в лучах моноимпульсной группы в виде

где [B'] - эрмитова матрица 2М+1-го порядка с элементами

Необходимо отметить, что знаменатель в (1) при согласовании суммарно-разностного преобразователя (СРП) по входам и выходам и отсутствии потерь в нем, равен сумме мощностей шумов и помех в суммарном и разностном каналах с учетом шумов приемников.

Рассмотрим изменения в условии взвешивания входных сигналов, принятых 2М+1 адаптивными элементами, при учете связи (2), которая в векторной форме записывается в виде:

Очевидно, что для выполнения условия (25) вектор максимизирующий функционал (24), должен быть ортогонален вектору . Поскольку вектор не нулевой, то выполнения (25) можно добиться, выразив из последнего выражения один из токов, например, N-й

Тогда 2М+1 мерный вектор токов преобразуется в 2М мерный вектор токов учитывающий (26), т.е.

В (27) - вектор токов 2М+1-го порядка

- 2М мерный вектор токов

[P] - матрица преобразований с элементами

С учетом преобразования (27) функционал (24) примет вид

где

Подставив (20) в (32), получим

где введено обозначение

Выражение (31) представляет собой отношение эрмитовых форм, которому соответствует преобразованный пучок эрмитовых форм, ранг которых равен 2М+1,

Поскольку N-й элемент вектора-столбца равен нулю, понизим порядок матриц коэффициентов [D( ₀)] и [Q] пучка на единицу путем удаления N-ой строки и N-го столбца.

Полученные таким образом матрицы коэффициентов форм обозначим соответственно [D'( ₀)]=(W'( ₀)*·(W'( ₀)) и [Q']. Через (W'( ₀)) обозначен вектор-строка, получаемый из (35) удалением N-го элемента. С учетом этого преобразованный пучок эрмитовых форм примет вид

Входящие в (37) эрмитовы формы имеют ранг 2М. На основании теоремы об экстремальных свойствах характеристических чисел пучка эрмитовых форм максимум функционала (1) при условии (2) равен наибольшему характеристическому числу пучка (37)

определенного отношением эрмитовых форм (24). При этом оптимальный вектор пучка (37) находят как главный вектор пучка, соответствующий его наибольшему характеристическому числу

Далее с учетом (27) и (28) находят оптимальный 2М+1-мерный вектор КВК

После определения вектора его элементы нормируют к значению I_p.

Работа устройства, функционирующего по предложенному способу, может быть проиллюстрирована с помощью фиг.1. Информация 0 направлении ₀ на источник сигнала и о распределении источников помех Т( ) в пространстве поступает на входы 1 и 2 вычислителя КВК 3, функционирующего в соответствии с (39) и (40). Принятые первыми М и последними М элементами 4 решетки сигналы взвешивают с помощью устройств комплексного взвешивания 5, на которые поступают сигналы вычислителя 3.

Сигналы, принятые неадаптируемыми элементами MAP (с М+1 по N-M), взвешивают весовыми коэффициентами 6 exp(-j _m), обеспечивающими ориентацию равносигнального направления MAP на источник сигнала. После этого сигналы всех элементов проходят на входы делителей 7 на два направления. Сигналы с одноименных выходов делителей поступают на входы сумматоров 9 и 10 соответственно через фиксированные фазовращатели 8. При этом на входах сумматора 9 обеспечивается прогрессивный нарастающий, а на входах сумматора 10 - убывающий фазовый сдвиг. В результате на выходах сумматоров 9 и 10 формируются лучи моноимпульсной группы, из которых суммарно-разностный преобразователь 11 образует суммарную 13 и разностную 12 ДН.

На фиг.2 и 3 соответственно тонкими сплошными линиями представлены соответственно суммарная и разностная ДН неоптимизированной MAP с совместным формированием лучей (т.е. при отсутствии помех), соответствующие исходному равномерному амплитудному и линейному фазовому распределению.

Расчеты выполнены для решетки ненаправленных излучателей с параметрами N=29, у₀=0.5 , при ₀=20° и =1.9°, а также функции Т( ) следующего вида

На краях MAP выделены две подрешетки по семь элементов в каждой (М=7), соответственно ранг эрмитовых форм (37) по сравнению с известным способом [1] понижен с 15 до 14.

Результаты расчета показали, что предложенный способ является эффективным, поскольку вследствие стабилизации РСН крутизна пеленгационной характеристики в РСН увеличилась на 19,9%. Наряду с этим, необходимо отметить, что отношение сигнал/шум+помеха незначительно уменьшилось.

Пунктирными линиями на фиг.2 и 3 представлены результаты энергетической оптимизации соответственно в суммарной и разностной ДН, полученные при реализации известного способа [1].

Сплошными толстыми линиями на фиг.2 и 3 представлены результаты энергетической оптимизации соответственно в суммарной и разностной ДН, полученные при реализации заявленного способа. На фиг.2 и 3 направление прихода помехи показано вертикальными тонкими линиями.

На фиг.4 сплошной линией представлено нормированное амплитудное распределение, соответствующее известному способу оптимизации [1], а штрихованной линией представлено нормированное амплитудное распределение, соответствующее заявленному способу.

Амплитуды КВК, соответствующие сравниваемым способам, приведены в таблице 1.

Таблица 1
	Номер КВК, n
	1,29	2,28	3,27	4,26	5,25	6,24	7,23	8,22	9,21	10,20	11,19	12,18	13,17	14,16	15
Исх. распределение	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1
Известный способ	0.46	0.36	0.34	0.53	0.72	0.74	0.79	1	1	1	1	1	1	1	1
Заявленный способ	1.09	0.41	0.53	0.84	0.69	0.29	0.65	1	1	1	1	1	1	1	1

Таким образом, наложение при определении вектора КВК условия равенства значений лучей моноимпульсной группы в заданном направлении, выражение одного из комплексных весовых коэффициентов через остальные, понижение ранга эрмитовых форм до 2М и выбор в качестве оптимального вектора комплексных весовых коэффициентов главного вектора пучка эрмитовых форм ранга 2М, соответствующего его максимальному характеристическому числу, приводит к повышению точности измерения угловых координат, обусловленному стабилизацией положения РСН при формировании провалов в ДН в направлениях источников помех.

Предлагаемый способ может быть применен также к MAP с направленными идентичными и к MAP с неидентичными (например, искаженными взаимными связями) излучателями.

Источник информации

1. Решение ФИПС от 9.02.2005 о выдаче патента по заявке №2002131097/09(032900) на "Способ энергетической оптимизации моноимпульсных антенных решеток с совместным формированием лучей" / Башлы П.Н., Мануйлов Б.Д., Богданов В.М.