адаптивный режекторный фильтр параллельной структуры

Формула изобретения

1. Параллельный адаптивный режекторный фильтр, предназначенный преимущественно для селекции движущихся целей на фоне пассивных помех с неизвестными корреляционными свойствами, содержащий последовательно соединенные семь блоков памяти, первый весовой сумматор, первый блок накопления, первый делитель, первый умножитель и первый вычитатель, причем выход первого весового сумматора соединен со вторым входом первого вычитателя, входы всех блоков памяти соединены с соответствующими входами первого весового сумматора, а также последовательно соединенные второй весовой сумматор и второй блок накопления, причем вход и выход второго блока накопления соединены соответственно со вторыми входами первого умножителя и первого делителя, вход и выход четвертого блока памяти соединены с соответствующими входами второго весового сумматора, отличающийся тем, что дополнительно введены последовательно соединенные третий весовой сумматор, третий блок накопления, второй делитель, второй умножитель, второй вычитатель, четвертый блок накопления, третий делитель, третий умножитель, третий вычитатель, пятый блок накопления, четвертый делитель, четвертый умножитель и четвертый вычитатель, последовательно соединенные четвертый весовой сумматор, шестой блок накопления, пятый делитель, пятый умножитель, пятый вычитатель, седьмой блок накопления, шестой делитель, шестой умножитель, шестой вычитатель и восьмой блок накопления, а также выходы первых шести блоков памяти соединены с соответствующими входами третьего весового сумматора, выход которого соединен со вторым входом второго вычитателя, выход второго вычитателя соединен со вторым входом третьего вычитателя, выход третьего вычитателя соединен со вторым входом четвертого вычитателя, выходы второго, третьего, четвертого и пятого блоков памяти соединены с соответствующими входами четвертого весового сумматора, выход которого соединен со вторым входом пятого вычитателя, выход пятого вычитателя соединен со вторым входом седьмого и третьего умножителей, вход второго блока накопления соединен со вторыми входами второго и пятого умножителей, выход второго блока накопления соединен со вторым входом второго и пятого делителей, выход первого вычитателя соединен со вторым входом шестого вычитателя и через девятый блок накопления со вторым входом шестого делителя, выход шестого накопителя соединен со вторым входом четвертого умножителя, выход восьмого блока накопления соединен со вторым входом четвертого делителя и выход седьмого блока накопления соединен со вторым входом третьего делителя, при этом блок накопления выполнен осуществляющим суммирование результатов взвешивания отдельных выборок сигнала, полученных в течение промежутка времени, определяемого произведением числа усредняемых элементов по дальности на длительность зондирующего импульса.

2. Параллельный адаптивный режекторный фильтр по п.1, отличающийся тем, что блок накопления содержит генератор синхроимпульса, делитель частоты, логическую схему И и оперативное запоминающее устройство со сбросом, причем первый вход и выход которого является входом и выходом блока накопления, второй вход соединен с первым выходом генератора синхроимпульсов, который также соединен с первым входом логической схемы И, выход логической схемы И соединен с входом сброса оперативного запоминающего устройства, второй вход логической схемы И соединен с выходом делителя частоты, вход которого соединен со вторым выходом генератора синхроимпульсов.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в когерентно-импульсных РЛС обнаружения и управления воздушным движением для селекции сигналов движущихся целей на фоне пассивных помех с неизвестными корреляционными свойствами.

Известен оптимальный режекторный фильтр (ОФ), алгоритм работы которого основан на решении матричного уравнения. Решение уравнения определяет вектор коэффициентов Н оптимального фильтра, как собственный вектор корреляционной матрицы помехи R, соответствующий ее минимальному собственному значению _min. Соответствующий коэффициент подавления коррелированной помехи оптимальным фильтром равен [1]

Режекция пассивной помехи параллельным режекторным фильтром (ПРФ) основана на m канальном разложении вектора Н режекторного фильтра n-го порядка с целочисленными весовыми коэффициентами на канальные векторы H₁, H₂,... H_m , на проекции которых h_i(m) наложено условие их целочисленности. Этот алгоритм режекции пассивной помехи соответствует потенциально возможному режектированию помехи. Однако он не осуществим практически ввиду априорной неопределенности параметров помех, сложности вычислительных процедур в реальном масштабе времени оценки плохо обусловленной корреляционной матрицы большой размерности и вычисления ее собственного вектора, а также ввиду критичности полученных решений к отклонению параметров помех от полученных оценок.

Известное устройство [1] типа ЧПК имеют потери в режекции пассивной помехи из-за несогласования полосы режекции фильтра с шириной энергетического спектра помехи.

Известное устройство [2] обладает большей эффективностью в сравнении с устройством [1], но значительно уступает оптимальному режекторному фильтру в коэффициенте подавления помех.

Наиболее близким устройством (прототипом), решающим аналогичную задачу, является устройство [3], которое содержит адаптивный двухканальный режекторный фильтр (ДРФ) n-го порядка, состоящий из n блоков памяти, двух сумматоров, двух накопителей, делителя, умножителя и вычитателя. Эффективность ДРФ-2 и ДРФ-3 равна эффективности оптимальных фильтров ОФ-2 и ОФ-3, оптимальные коэффициенты которых получены на основе решения характеристических матричных уравнений соответствующих матриц помех. Анализ эффективности ДРФ при n 4 показывает, что потери в эффективности режекции помехи с ростом порядка n возрастают в сравнении с эффективностью ОФ. Это обусловлено недостаточностью одного весового дробного коэффициента для формирования оптимального вектора ДРФ.

Цель изобретения заключается в повышении эффективности режекции мешающих коррелированных отражений.

Технический эффект достигается тем, что для подавления пассивных помех вычисляют m параллельных дискретных сверток канальными режекторными фильтрами с выборкой пассивной помехи, значения сверток накапливают каналами, запоминают и по ним вычисляют m-1 дробных весовых коэффициентов путем деления накопленных остатков предыдущих m-1 каналов на остатки режекции последнего m-го канала. Производят операции вычитания "взвешенных" текущих остатков m-го канала с весовыми коэффициентами из текущих остатков режекции m-1 каналов. С полученными остатками новых параллельных m-1 каналов аналогично производят операции накопления остатков режекции каналов, вычисление весовых коэффициентов и вычитание "взвешенных" текущих остатков последнего m-1 канала с весовыми коэффициентами из текущих остатков m-2 каналов. Количество операций - накопление остатков режекции новыми каналами, вычисление весовых коэффициентов и вычитание "взвешенных" остатков режекции - определяется числом каналов m режекторного фильтра и продолжается до тех пор, пока величина m не станет равной двум. Окончательно по накопленным остаткам режекции этих двух каналов вычисляется результирующий весовой коэффициент , обеспечивающий выравнивание сверток последних каналов путем умножения одного из них на результирующий весовой коэффициент , с последующим вычитанием их значений друг из друг.

Вышесказанное реализуется путем введения дополнительных каналов в известное устройство [3].

Для примера на фиг.1 приведена структурная схема фильтра с числом каналов m=4 и порядком РФ n=7, а для фильтра с порядком n=8 необходимо иметь число каналов m=5.

Параллельный режекторный фильтр седьмого порядка содержит последовательно соединенные семь блоков памяти 1, первый весовой сумматор 2, первый блок накопления 3, первый делитель 4, первый умножитель 5 и первый вычитатель 6, причем выход первого весового сумматора 2 соединен со вторым входом первого вычитателя 6, входы первого весового сумматора 2 соединены с соответствующими входами всех блоков памяти 1, а также последовательно соединенные второй весовой сумматор 7 и второй блок накопления 8, вход и выход которого соединены соответственно со вторыми входами первого умножителя 5 и первого делителя 4. Вход и выход четвертого блока памяти 1 соединены с соответствующими входами второго весового сумматора 7. Для решения поставленной технической задачи, как повышение эффективности режекции пассивной помехи введены последовательно соединенные третий весовой сумматор 9, третий блок накопления 10, второй делитель 11, второй умножитель 12, второй вычитатель 13, четвертый блок накопления 14, третий делитель 15, третий умножитель 16, третий вычитатель 17, пятый блок накопления 18, четвертый делитель 19, четвертый умножитель 20 и четвертый вычитатель 21, а также последовательно соединенные четвертый весовой сумматор 22, шестой блок накопления 23, пятый делитель 24, пятый умножитель 25, пятый вычитатель 26, седьмой блок накопления 27, шестой делитель 28, шестой умножитель 29, шестой вычитатель 30 и восьмой блок накопления 31. Выходы первых шести блоков памяти 1 соединены с соответствующими входами третьего весового сумматора 9, выход которого соединен со вторым входом второго вычитателя 13, выход второго вычитателя 13 соединен со вторым входом третьего вычитателя 17, выход которого соединен со вторым входом четвертого вычитателя 21. Выходы второго, третьего, четвертого и пятого блоков памяти 1 соединены с соответствующими входами четвертого весового сумматора 22, выход которого соединен со вторым входом пятого вычитателя 26, выход которого соединен со вторым входом седьмого 29 и третьего умножителя 16. Вход второго блока накопления 8 соединен со вторыми входами второго 12 и пятого 25 умножителей, выход второго блока накопления 8 соединен со вторым входом второго 11 и пятого 24 делителей. Выход первого вычитателя 6 соединен со вторым входом шестого вычитателя 30 и через девятый блок накопления 32 со вторым входом шестого делителя 28. Выход шестого накопителя 30 соединен со вторым входом четвертого умножителя 20, выход восьмого блока накопления 31 соединен со вторым входом четвертого делителя 19, выход седьмого блока накопления 27 соединен со вторым входом третьего делителя 15, входом и выходом параллельного режекторного фильтра являются вход первого блока памяти 1 и выход четвертого вычитателя 21.

Так для m=3 вектор Н представляется векторами Н_X Н_Y H_Z, для m=4 соответственно Н_X Н_Y H_Z H_L, а для m=5 - Н_X Н_Y H_Z H_L и Н_M. Следует отметить, что ни один из каналов параллельного режекторного фильтра не является режектором.

Весовые коэффициенты h_i векторов, составляющих вектора Н при m=3 и порядком РФ n=4,5 Н_X Н_Y H_Z, сведены в табл.1.

Таблица 1
m=3	НX
hi	h0	h 1	h2	h3	h 4	h5
n=4	+1	-2	+6	-2	+1	-
n=5	1	-2	+6	-6	+2	-1
m=3	НY
h i	h0	h1	h 2	h3	h4	h 5
n=4	0	+1	0	+1	0	-
n=5	0	1	-1	+1	-1	0
m=3	HZ
hi	h0	h 1	h2	h3	h 4	H5
n=4	0	0	1	0	0	-
n=5	0	0	1	-1	0	0

Все весовые коэффициенты табл.1 являются оригинальными и получены впервые. Квазиоптимальные векторы ПРФ-4,5 вычисляются в соответствии с алгоритмом параллельно-последовательного действия.

где ₁, ₂, ₃ - весовые действительные коэффициенты, зависящие от корреляционных свойств помехи, по значениям которых осуществляется межканальная когерентно-весовая обработка помеховых сигналов. Коэффициент ₃ в соответствии с методикой [2] вычисляется по выражению (2), а коэффициент К_nn по выражению (1).

Оптимальные коэффициенты ₁ и ₂ определяются выражениями

и равны

а оптимальный коэффициент ₃ равен

Нормированная корреляционная функция помехи вычисляется по известному выражению

где F_nT - нормированная ширина энергетического спектра помехи на уровне 0,5.

Корреляционная матрица помехи при нормированной ширине энергетического спектра помехи, равной F_nT=0,1, записывается следующим образом

Весовые коэффициенты ПРФ-5 с числом каналов m=3, ПРФ-6, ПРФ-7 с числом каналов m=4 и ПРФ-8 с числом каналов m=5, были впервые синтезированы с помощью ЭВМ по критерию максимума подавления помехи для различных значений нормированной ширины энергетического спектра.

Далее рассмотрим ПРФ с числом каналов m=4, весовые коэффициенты которых приведены в табл.2 для ПРФ-6 и ПРФ-7.

Таблица 2
m=4	HX
hi	h0	h 1	h2	h3	H 4	h5	h6	h 7
n=6	1	-3	7	-2	7	-3	1
n=7	1	-4	10	-9	9	-10	4	-1
m=4	Н Y
hi	h0	h1	h 2	h3	H4	h 5	h6	h7
n=6	0	1	-2	6	-2	1	0
n=7	0	1	-3	8	-8	3	-1	0
m=4	HZ
h i	h0	h1	h 2	h3	Н4	h 5	h6	h7
n=6	0	0	1	0	1	0	0
n=7	0	0	1	-1	1	-1	0	0
m=4	HL
h i	h0	h1	h 2	h3	Н4	h 5	h6	h7
n=6	0	0	0	1	0	0	0
n=7	0	0	0	1	-1	0	0	0

Квазиоптимальный вектор ПРФ-6,7 вычисляется в соответствии с параллельно-последовательным алгоритмом

H_XL=(H_X- ₁H_L); H_YL=(Н_Y - ₂H_L); H_ZL=(H_Z - ₃Н_L);

H_XLZ=(H _XL- ₄H_ZL);

H_YLZ=(Н _YL- ₅H_ZL); H_XYZL=(H_XLZ - ₆H_YLZ).

При априорной неопределенности коррелированной матрицы помехи R и работе ПРФ в реальном масштабе времени весовые коэффициенты , , оцениваются по выражениям

где U_i=U(iT) - дискретная выборка помехи в кольце дальности; М - число колец дальности для обеспечения достаточной статистики оценки коэффициентов ; n - порядок РФ. Остальные весовые коэффициенты , и вычисляются аналогично.

В соответствии с выражением (6) адаптивный алгоритм режекции помехи имеет вид

U₄(iT)= U₁(iT)- ₄ U₃(iT),

U₅(iT)= U₂(iT)- ₅ U₃(iT),

U₆(iT)= U₄(iT)- ₆ U₅(iT),

где U₆(iT) - остатки режекции параллельного режекторного фильтра с числом каналов m=4.

Величина коэффициента подавления помехи (дБ) оценивается по соотношению

Параллельный адаптивный режекторный фильтр седьмого порядка фиг.1 работает следующим образом. Первый канал фильтра содержит семь блоков памяти 1 и весовой сумматор 2, который, как и последующие весовые сумматоры, обеспечивает весовое суммирование поступающих на его вход отсчетов. Остатки режекции накапливаются блоком накопления 3. Оперативное запоминающее устройство со сбросом 33 тактируется синхроимпульсами генератора 35 с частотой, соответствующей поступлению отсчетов со смежных элементов разрешения по дальности. В блоке накопления, представленном на фиг.2, осуществляется суммирование результатов взвешивания отдельных выборок сигнала, полученных в течение заданного промежутка времени, определяемого произведением числа усредняемых элементов разрешения по дальности на длительность зондирующего импульса Т_M=M _зс (т.е. всего М отсчетов). При этом время накопления может изменяться (программироваться) при реальной работе РЛС в зависимости от характера подавляемых помех. Сброс содержимого ОЗУ (накапливающего сигнал в блоке 3) осуществляется после окончания накопления, для чего коэффициент деления делителя частоты 36 выбирается равным М. При его изменении меняется число накапливаемых выборок сигнала. Сигнал сброса, жестко связанный с коэффициентом деления делителя частоты, появляется на выходе логической схемы "И" 34, в которой сравниваются сигнал синхрогенератора и сигнал с выхода делителя с заданным коэффициентом деления. Накопленная сумма выводится из ОЗУ и ОЗУ обнуляется. Блоки накопления 8, 10, 14, 18, 23, 27, 31, 32 и их структурные схемы аналогичны.

Накопленные остатки режекции с выхода блока накопления 3 поступают на первый вход делителя 4. Делители 4, 11, 15, 19, 24, 28 выполняются аналогично делителям, приведенным в [3]. Четвертый канал фильтра содержит четвертый блок памяти 1 и весовой сумматор 7, остатки режекции накапливаются блоком накопления 8, с выхода которого остатки режекции поступают на второй вход делителя 4. Накопленные остатки режекции первого канала делятся делителем 4 на накопленные остатки четвертого канала и тем самым вычисляется дробный весовой коэффициент ₁, который поступает на первый вход умножителя 5, на второй вход которого с выхода весового сумматора 7 поступают текущие значения остатков режекции четвертого канала. Умножители 5, 12, 16, 20, 25, 29 выполняются аналогично умножителям, приведенным в [3]. Умножитель 5 выполняет операцию "взвешивания" остатков режекции четвертого канала с весом ₁, которые поступают на первый вход вычитателя 6 и вычитаются из текущих остатков режекции первого канала. Третий канал содержит третий, четвертый и пятый блоки памяти 1 и весовой сумматор 22, остатки режекции которого накапливаются блоком накопления 23 и поступают на первый вход делителя 24, на второй вход которого поступают остатки режекции, накопленные блоком накопления четвертого канала 8. Делителем 24 вычисляется ₃, который поступает на вход умножителя 25, на второй вход которого с выхода весового сумматора 7 поступают текущие остатки режекции четвертого канала. Умножитель 25 выполняет операцию "взвешивания" остатков режекции четвертого канала с весом ₃, которые поступают на первый вход вычитателя 26 и вычитаются из текущих остатков режекции третьего канала. Второй канал содержит шесть блоков памяти 1 и весовой сумматор 9, остатки режекции которого накапливаются в блоке накопления 10 и поступают на первый вход делителя 11, на второй вход которого поступают остатки режекции, накопленные блоком накопления четвертого канала 8. Делителем 11 вычисляется ₂, который поступает на вход умножителя 12, на второй вход которого с выхода весового сумматора 7 поступают текущие остатки режекции четвертого канала. Умножитель 12 выполняет операцию "взвешивания" остатков режекции четвертого канала с весом ₂, которые поступают на первый вход вычитателя 13 и вычитаются из текущих остатков режекции второго канала. Таким образом, вычитатели 6, 13, 26 являются выходами очередных каналов режекции помехи. Остатки режекции с выходов вычитателей 6, 13, 26 поступают на соответствующие блоки накопления 32, 14, 27, выходы которых подключены к делителям 15, 28. Выходом делителя 15 является дробный весовой коэффициент ₄, который поступает на вход умножителя 16, на второй вход которого поступает текущая выборка с выхода вычитателя 26. Результатом работы умножителя 16 является "взвешенная" выборка с весовым коэффициентом ₄, которая поступает на первый вход вычитателя 17, на второй вход которого поступает текущая выборка с выхода вычитателя 13. Выходом делителя 28 является дробный весовой коэффициент ₅, который поступает на вход умножителя 29, на второй вход которого поступает текущая выборка с выхода вычитателя 26. Умножитель 29 выполняет операцию "взвешивания" выборок с весом ₅, которые поступают на вход вычитателя 30, на второй вход которого поступает текущая выборка с выхода вычитателя 6. Следовательно, вычитатели 17, 30 являются выходами очередных каналов режекции помех. Остатки режекции с выходов вычитателей 17, 30 поступают на соответствующие блоки накопления 18, 31, выходы которых подключены к входам делителя 19, результатом работы которого является величина дробного весового коэффициента ₆. Весовой коэффициент ₆ поступает на первый вход умножителя 20, на второй вход которого поступает текущая выборка с выхода вычитателя 30. "Взвешенная" выборка сумматора 30 с весовым коэффициентом ₆ с выхода умножителя 20 поступает на первый вход вычитателя 21, на второй вход которого поступает текущая выборка с выхода вычитателя 17. Результатом работы вычитателя 21 являются остатки режекции адаптивного параллельного режекторного фильтра ПРФ-7.

Весовые коэффициенты h_i векторов, составляющих вектора Н при m=5 и порядком РФ n=8 Н_X Н_Y H_Z H_L Н_M, сведены в табл.3 и получены впервые.

Квазиоптимальный вектор ПРФ-8 также вычисляется в соответствии с параллельно-последовательным алгоритмом

Н_XM=(H_X- ₁H_M); H_YM=(H_Y - ₂H_M); H_ZM=(H_Z - ₃H_M);

H_LM=(H _L- ₄H_M); H_XLM=(H_XM - ₅H_LM); H_YLM=(H_YM - ₆H_LM);

H_ZLM=(H _ZM- ₇H_LM); H_XLZM=(H_XLM - ₈H_ZLM); H_YLZM=(H_YLM - ₉H_ZLM);

H_XYZLM=(H _XLZM- ₁₀H_YLZM);

а величина коэффициента подавления помехи (дБ) оценивается по соотношению

Таблица 3
m=5	HX
hi	h0	h 1	h2	Н3	h 4	h5	h6	h 7	h8
n=8	1	-5	17	-30	52	-30	17	-5	1
m=5	НY
hi	h0	h 1	h2	H3	h 4	h5	h6	h 7	h8
n=8	0	1	-3	7	-2	7	-3	1	0
m=5	HZ
hi	h0	h 1	h2	Н3	h 4	h5	h6	h 7	h8
n=8	0	0	1	-2	6	-2	1	0	0
m=5	HL
hi	h0	h 1	h2	h3	h 4	h5	h6	h 7	h8
n=8	0	0	0	1	0	1	0	0	0
m=5	НM
hi	h0	h 1	h2	h3	h 4	h5	h6	h 7	h8
n=8	0	0	0	0	1	0	0	0	0

Эффективность работы ПРФ характеризуется нормированным коэффициентом подавления помехи, а также потерями относительно ОФ. Результаты расчетов эффективности ПРФ приведены в табл.4.

Таблица 4
Порядок РФ	Нормированная ширина энергетического спектра			Средние потери ПРФ относительно ОФ	Средний выигрыш ПРФ у ЧПК	Средний выигрыш ПРФУ ДРФ
	FnT=0,05	FnТ=0,1	FnT=0,15
ЧПК-4	-68,62	-45,22	-32,21	0,0003	5,6	0,83
ДРФ-4	-73,91	-50,07	-36,42
ПРФ-4	-74,85	-50,92	-37,13
ОФ-4	-74,85	-50,92	-37,14
ЧПК-5	-82,3	-53,22	-37,25	0,0167	7,69	2,04
ДРФ-5	-88,63	-58,97	-42,13
ПРФ-5	-90,96	-61,06	-43,84
ОФ-5	-90,96	-61,07	-43,88
ЧПК-6	-95,22	-60,54	-41,69	0,0266	9,66	3,35
ДРФ-6	-102,36	-66,96	-47,05
ПРФ-6	-106,08	-70,49	-49,86
ОФ-6	-106,11	-70,50	-49,93
ЧПК-7	-107,48	-67,27	-45,65	0,1266	11,61	4,7
ДРФ-7	-115,31	-74,24	-51,33
ПРФ-7	-120,97	-79,31	-54,95
ОФ-7	-120,99	-79,34	-55,40
ЧПК-8	-119,20	-73,52	-49,22	0,7766	12,97	5,75
ДРФ-8	-127,59	-80,92	-55,09
ПРФ-8	-135,29	-87,17	-58,39
ОФ-8	-135,32	-87,52	-60,37

Анализ результатов показывает, что ПРФ в условиях параметрической априорной неопределенности по эффективности значительно ближе к ОФ, чем к фильтрам ЧПК и ДРФ, при сравнительной простоте реализации. ЧПК и ДРФ относительно оптимального фильтра соответствующего порядка имеют большие потери, чем ПРФ того же порядка.

Литература

1. П.А.Бакулев, В.М.Степин. Методы и устройства селекции движущихся целей. - М.: Радио и связь, 1986, с.123-127.

2. А.С. 1732775 по заявке №4817188/09 от 16.04.90. Адаптивное устройство обнаружения сигналов. Ю.Н.Наумов, М.А.Первенцев, Н.Д.Шестаков.

3. Патент №1808131 по заявке 4919323/09 от 11.02.91, опубл. Бюл. №13 от 07.04.93. Адаптивное устройство защиты от пассивных помех. П.А.Бакулев, В.И.Кошелев, Н.Д.Шестаков, В.А.Федоров.