ультразвуковой расходомер

Формула изобретения

1. Ультразвуковой расходомер, содержащий пару приемно-передающих пьезопреобразователей, соединенных через первый и второй формирователи возбуждающих импульсов и первый коммутатор с первым выходом микроконтроллера и подключенных к первому и второму входам второго коммутатора, управляющий вход которого подключен ко второму выходу микроконтроллера, усилитель, выход которого подключен к информационному входу компаратора, и индикатор, подключенный к третьему выходу микроконтроллера, первый и второй конденсаторы, резистор, первый и второй делители напряжения, первый и второй триггеры, цифроаналоговый преобразователь, третий и четвертый коммутаторы, выходы которых соединены и подключены к опорному входу компаратора, вход третьего коммутатора подключен к выходу цифроаналогового преобразователя, пятый коммутатор, выход которого через преобразователь "время-амплитуда" и аналого-цифровой преобразователь подключен к первому входу микроконтроллера, первый вход соединен с четвертым выходом микроконтроллера, а управляющий вход соединен с пятым выходом микроконтроллера, причем шестой выход микроконтроллера через цифроаналоговый преобразователь и второй делитель напряжения подключен к общему проводу, входы предустановки первого и второго триггеров соединены и подключены к седьмому выходу микроконтроллера, синхронизирующие входы первого и второго триггеров соединены и подключены к выходу компаратора, информационный вход первого триггера соединен с неинвертирующим выходом второго триггера, управляющим входом третьего коммутатора, вторым входом пятого коммутатора и подключен к третьему входу микроконтроллера, инвертирующий выход первого триггера соединен со вторым входом микроконтроллера, инвертирующий выход второго триггера подключен к управляющему входу четвертого коммутатора, вход которого соединен со вторым выходом второго делителя напряжения, первый выход которого через резистор подключен к неинвертирующему входу усилителя и через первый конденсатор - к выходу второго коммутатора, выход усилителя через первый делитель напряжения и второй конденсатор соединен с общим проводом, а выход первого делителя напряжения подключен к инвертирующему входу усилителя.

2 Ультразвуковой расходомер по п.1, отличающийся тем, что отношение сопротивлений R_в1/R_н1 резисторов первого делителя обеспечивает усилителю наибольший коэффициент усиления на частоте заполнения ультразвукового приемного радиоимпульса, сопротивление верхней ступени второго делителя равно сумме сопротивлений остальных его ступеней R_в2=R_с2+R_н2, а отношение сопротивлений m= R_н2/R_с2 нижней и средней ступеней второго делителя определяет значение порога компарирования приемного сигнала.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к контрольно-измерительной технике, в частности к устройствам для акустического измерения относительной скорости перемещения жидкой или газообразной среды, и может быть использовано в расходометрии.

Известно устройство, содержащее последовательно соединенные пьезопреобразователь, усилитель с автоматической регулировкой усиления, выпрямитель, подготовительную цепь, состоящую из последовательно соединенных интегратора и компаратора, детектор нуль-переходов и микропроцессор, причем выход усилителя с автоматической регулировкой усиления дополнительно подключен ко второму входу детектора нуль-переходов. Устройство обладает повышенной помехоустойчивостью при работе в сильно диспергирующих средах за счет регистрации приемного радиоимпульса в его средней части, где отношение "сигнал/шум" имеет наибольшее значение (пат. США 4538469, кл. G 0 1F 1/66, 1985 г.).

Недостатком устройства является низкая точность измерения, вызванная температурной и временной нестабильностями сигнальной задержки, поскольку в формировании средней части приемного радиоимпульса в отличие от первого вступления (фронта) участвуют реверберации и многократные отражения в протекторах и демпферах излучающего и приемного пьезопреобразователей.

Известно также устройство, содержащее измерительный участок трубы с четырьмя пьезопреобразователями, двумя плоскими и двумя скошенными отражателями, образующих опорную и информационную траектории, первый, второй и третий формирователи возбуждающих импульсов, коммутатор, усилитель-формирователь, первый и второй распределители импульсов, управляемую линию задержки, дешифратор, источник опорного напряжения, первый и второй цифроаналоговые преобразователи, сумматор, преобразователь "напряжение-время", микроконтроллер и индикатор. В устройстве использован двухпороговый метод регистрации приемного радиоимпульса, причем значение первого, разрешающего порога устанавливается заведомо выше уровня шумов в электроакустическом тракте, а второй, регистрирующий порог устанавливается нулевым, в точке с максимальной производной приемного сигнала.

Недостатком устройства является низкая помехоустойчивость из-за перескоков момента регистрации на следующую полуволну при уменьшении уровня приемного радиоимпульса (пат. РФ 2106603, кл. G 01 F 1/66, 1998 г.).

Наиболее близким к предлагаемому изобретению по технической сущности и достигаемому результату является устройство для измерения скорости потока, содержащее два приемно-передающих пьезопреобразователя, первый и второй коммутаторы, формирователь возбуждающих импульсов, дискриминатор времени, первую и вторую следящие системы, первый и второй управляемые генераторы, блок выделения разностной частоты, индикатор, пиковый детектор, аттенюатор, распределитель импульсов и делитель. В известном устройстве в каждом такте по потоку и против осуществляются два опроса контролируемой среды, причем в процессе первого зондирования воспринимается информация о степени влияния контролируемой среды на амплитуду приемного сигнала и устанавливается порог (уровень) его компарирования, а в результате второго зондирования в том же такте осуществляется регистрация приемного сигнала и определение времени распространения ультразвука в движущейся контролируемой среде (а.с. СССР 987393, кл. G 01 F 1/66, 1983 г.).

Недостатком известного устройства является низкая точность измерения из-за необходимости двойного зондирования в каждом такте и искажений фронта второго приемного радиоимпульса срезом первого ввиду их вынужденного совмещения во времени. Кроме того, все известные устройства не могут использоваться в автономных и переносных изделиях с однополярным питанием, так как для знакопеременного приемного радиоимпульса усилитель и компаратор требуют дополнительного источника питания с отрицательным напряжением.

Целью предлагаемого изобретения является повышение точности известного устройства за счет формирования значения плавающего порога и регистрации приемного радиоимпульса по одному опросу в каждом такте зондирования контролируемой среды.

Поставленная цель достигается тем, что в устройство введены первый и второй конденсаторы, резистор, первый и второй делители напряжения, первый и второй триггеры, цифроаналоговый преобразователь, третий и четвертый коммутаторы, выходы которых соединены и подключены к опорному входу компаратора, вход третьего коммутатора подключен к выходу цифроаналогового преобразователя, пятый коммутатор, выход которого через преобразователь "время-амплитуда" и аналого-цифровой преобразователь подключен к первому входу микроконтроллера, первый вход соединен с четвертым выходом микроконтроллера, а управляющий вход соединен с пятым выходом микроконтроллера, причем шестой выход микроконтроллера через цифроаналоговый преобразователь и второй делитель напряжения подключен к общему проводу, входы предустановки первого и второго триггеров соединены и подключены к седьмому выходу микроконтроллера, синхронизирующие входы первого и второго триггеров соединены и подключены к выходу компаратора, информационный вход второго триггера подключен к логической единице, информационный вход первого триггера соединен с инвертирующим выходом второго триггера, управляющим входом третьего коммутатора, вторым входом пятого коммутатора и подключен к третьему входу микроконтроллера, инвертирующий выход первого триггера соединен со вторым входом микроконтроллера, инвертирующий выход второго триггера подключен к управляющему входу четвертого коммутатора, вход которого соединен со вторым выходом второго делителя напряжения, первый выход которого через резистор подключен к неинвертирующему входу усилителя и через первый конденсатор к выходу второго коммутатора, выход усилителя через первый делитель напряжения и второй конденсатор соединен с общим проводом, а выход первого делителя подключен к инвертирующему входу усилителя, а также поставленная цель достигается установленными коэффициентами передачи первого и второго делителей напряжения и организацией работы следящих систем по установленному алгоритму.

На фиг. 1 изображена блок-схема устройства; на фиг.2 - временные диаграммы его работы; на фиг.3 - блок-схема работы следящих систем.

Устройство содержит два приемно-передающих пьезопреобразователя 1 и 2, установленных под острым углом к потоку контролируемой среды 3, формирователи 4 и 5 возбуждающих импульсов, выходы которых подключены к пьезопреобразователям, а входы подключены к первому коммутатору 6. Регистратор 7 приемных сигналов содержит второй коммутатор 8, входы которого подключены к соответствующим пьезопреобразователям, а выход через конденсатор 9 подключен к резистору 10 и неинвертирующему входу усилителя 11, выход усилителя соединен со входом первого делителя 12 напряжения и информационным входом компаратора 13, выход первого делителя подключен к инвертирующему входу усилителя, а выход компаратора подключен к объединенным входам синхронизации первого и второго триггеров 14 и 20 соответственно. В составе регистратора 7 также имеется цифроаналоговый преобразователь (ЦАП) 15, второй делитель 16 напряжения и второй конденсатор 17, причем выход ЦАП через второй делитель напряжения подключен к общему проводу, а выход первого делителя напряжения подключен к общему проводу через второй конденсатор. Вход третьего коммутатора 18 подключен к выходу ЦАП, вход четвертого коммутатора 19 подключен ко второму выходу второго делителя, первый выход которого соединен со вторым выводом резистора. Выходы третьего и четвертого коммутаторов соединены и подключены к опорному входу компаратора. Входы предустановки первого и второго триггеров объединены, на информационном входе второго триггера установлена логическая единица, инвертирующий выход второго триггера подключен к управляющему входу четвертого коммутатора, а информационный вход первого триггера соединен с неинвертирующим выходом второго триггера, управляющим входом третьего коммутатора и подключен ко второму входу пятого коммутатора 21.

Последовательно соединенные пятый коммутатор, преобразователь 22 "время-амплитуда" и аналогоцифровой преобразователь (АЦП) 23 образуют интерваломер для определения времени распространения ультразвуковых колебаний в контролируемой среде. Преобразователь "время-амплитуда" представляет собой генератор линейно-изменяющегося напряжения, пуск и останов которого осуществляется в интервале времени между двумя событиями (см., например, Хоровиц П. , Хилл У. Искусство схемотехники. - М.: "Мир", 1983, т.2, разд. 14.17, с. 389-390). Для управления работой устройства предусмотрен микроконтроллер 24, первый выход которого подключен к входу первого коммутатора 6, второй выход подключен к управляющему входу второго коммутатора 8, третий выход подключен к индикатору 25, четвертый выход подключен к первому входу пятого коммутатора 21, пятый выход соединен с управляющим входом пятого коммутатора, шестой выход соединен с входом ЦАП, а седьмой выход соединен с входами предустановки первого и второго триггеров 14 и 20. Первый вход микроконтроллера соединен с выходом АЦП, второй вход соединен с инвертирующим выходом первого триггера, а третий вход соединен с неинвертирующим выходом второго триггера 20.

Компаратор 13, первый и второй триггеры 14 и 20, второй делитель 16 напряжения и микроконтроллер 24 с их связями образуют две следящие системы, управляемые микроконтроллером.

Устройство работает в четыре такта - "по потоку", "против потока", первый и второй калибровочные. Частота смены тактов задается микроконтроллером 24.

В такте "по потоку" на первом выходе микроконтроллера 24 синхронно с частотой часового питания, определяемой его кварцевым осциллятором, генерируется положительный перепад, который через первый коммутатор 6 поступает на вход формирователя 4, на выходе которого формируется возбуждающий импульс В_к (фиг. 2, поз.26, "по потоку"). Микроконтроллер начинает подсчет периодов часового питания. Возбуждающий импульс подается на пьезопреобразователь 1, который генерирует зондирующий ультразвуковой импульс, распространяющийся в контролируемой среде "по потоку". Ультразвуковой импульс преодолевает измерительный участок и воспринимается пьезопреобразователем 2. В прогнозируемое время появления приемного радиоимпульса на втором выходе микроконтроллера 24 вырабатывается строб-импульс (фиг.2, поз.27, "по потоку"), который открывает второй коммутатор 8 для считывания сигнала с пьезопреобразователя 2. Через первый разделительный конденсатор 9 приемный радиоимпульс поступает на неинвертирующий вход усилителя 11, который с помощью резистора 10, первого делителя 12 и второго конденсатора 17 конфигурирован как неинвертирующий усилитель с однополярным питанием и развязкой. Формирование смещения усилителя 11 осуществляется резистором 10, который подает напряжение U₁/2 с первого выхода второго делителя 16 на неинвертирующий вход усилителя (фиг.2, поз.26, "по потоку"). На входе делителя 16 действует выходное напряжение U₁ ЦАП 15, а сопротивление R_в2 верхней ступени делителя 16 равно сумме сопротивлений R_c2+R_н2 средней и нижней ступеней. Поэтому на неинвертирующем входе усилителя действует постоянное смещение U₁/2, равное половине выходного напряжения ЦАП. Знакопеременное напряжение приемного радиоимпульса на входе усилителя становится однополярным после усиления, а колебания напряжения производятся относительно линии постоянного смещения. Емкость С₂ второго конденсатора 17 устанавливается такой, что на частоте заполнения приемного радиоимпульса его импеданс близок к нулю, а коэффициент усиления усилителя 11 с обратной связью, устанавливаемой первым делителем 12 с резисторами R_в1 и R_н1 верхней и нижней ступеней, определяется как 1+R_в1/R_н1. Выбор резисторов в первом делителе осуществляется таким образом, что отношение сопротивлений R_в1/R_н1 устанавливает наибольший из возможных коэффициентов усиления на частоте заполнения приемного радиоимпульса.

Емкость C₁ первого конденсатора и сопротивление R резистора 10 определяют значение частоты среза 1/2RC₁, которая выбирается ниже частоты заполнения приемного радиоимпульса. Таким образом, в отличие от известных устройств, в которых осуществляются автоматическое регулирование усиления приемного радиоимпульса и поддержание его амплитуды на фиксированном уровне, при работе заявленного устройства усилитель 11 сохраняет коэффициент усиления неизменным и максимальным.

На время действия строб-импульса микроконтроллер 24 устраняет предустановочный логический уровень с седьмого выхода, при этом на инвертирующих выходах триггеров 14 и 20 сохраняется логическая единица, на неинвертирующем выходе второго триггера 20 поддерживается логический нуль, третий коммутатор 18 закрыт, а через четвертый коммутатор 19 пороговое напряжение U_п1 (фиг.2, поз.26, "по потоку") поступает на опорный вход компаратора 13. В момент времени, когда текущее напряжение отрицательно относительно напряжения смещения полуволны первого вступления усиленного приемного радиоимпульса, становится равным пороговому напряжению U_п1, на выходе компаратора 13 вырабатывается положительный фронт, состояние первого триггера 14 остается неизменным, выходы второго триггера 20 меняют свое состояние на обратное, на информационном входе первого триггера устанавливается логическая единица, третий коммутатор 18 открывается, а четвертый коммутатор 19 закрывается. После изменения состояния второго триггера на опорный вход компаратора 13 поступает выходное напряжение U₁ с выхода ЦАП 15, выход компаратора устанавливается в логический нуль, а на третий вход микроконтроллера поступает положительный импульс с прямого выхода второго триггера 20, фронт которого несет информацию о моменте регистрации приемного сигнала (фиг.2, поз.27, "по потоку").

Во время действия первой положительной полуволны в приемном радиоимпульсе компаратор производит сравнение напряжения U₁ с его амплитудой A₁. Если имеет место неравенство A₁>U₁, то на выходе компаратора формируется положительный импульс, который устанавливает инвертирующий выход первого триггера 14 (фиг. 2, поз.28, "по потоку"), а при условии A₁U₁ инвертирующий выход первого триггера остается неустановленным (фиг.2, поз.29, "по потоку"). Результаты сравнения поступают в микроконтроллер по второму входу. Таким образом, первый триггер 14 является дискриминатором амплитуды приемного сигнала, а второй триггер 20 регистрирует приемный ультразвуковой сигнал. Так как делитель 16 поддерживает неизменным отношение 2U_п1/U₁=m, a следящая система выполняет равенство U₁=A₁ за счет изменения входного кода ЦАП по шестому входу микроконтроллера, то сигнальная задержка t_s1 при круговой частоте заполнения приемного импульса составит



Неизменность сигнальной задержки t_s1 зависит от качества слежения за амплитудой A₁ приемного сигнала, особенно в условиях переменной акустической прозрачности, когда он изменяется скачкообразно. Функционирование следящей системы в режиме "мелких шагов", при котором входной код ЦАП 15 изменяется при возмущении на единицу младшего разряда, при высокой точности приводит к медленной отработке равенства U₁= A₁. Работа следящей системы в режиме "поразрядного уравновешивания" обладает достаточным быстродействием, однако допускает высокую вероятность просчетов, которые тем критичнее, чем выше ошибочно выставленный разряд кода. Комбинирование указанных приемов также не позволяет достигнуть необходимого быстродействия следящей системы.

Для организации первой следящей системы устройства в памяти данных микроконтроллера 24 создаются первый сдвиговый регистр слежения, первый кольцевой регистр модуля слежения и первый аккумулятор для формирования откорректированного кода ЦАП 15. Откорректированное значение кода образуется в каждом такте путем алгебраического сложения предыдущего значения кода с откорректированным по результатам опроса модулем и загружается в ЦАП через шестой вход микроконтроллера. Последовательность корректировки приведена на фиг.3.

Регистр слежения в каждом такте "по потоку" сдвигается только влево и его младший разряд устанавливается (запись логической 1) или очищается (запись логического 0) в соответствии с состоянием компаратора, фиксируемого на неинвертирующем выходе второго триггера. Поэтому его содержимое отображает (описывает историю) состояние компаратора за k последних тактов. Регистр модуля имеет возможность сдвигаться как влево, так и вправо и содержит единственный нестираемый установленный бит (логическую 1), причем сдвиг в любую сторону увеличивает или уменьшает содержимое регистра по степеням 2. Поэтому наименьший код модуля 2⁰=1, а наибольший 2^n-1, где n - разрядность регистра, аккумулятора и ЦАП.

При установившемся потоке контролируемой среды, когда изменение амплитуды A₁ незначительно, логические уровни на выходе компаратора и биты в регистре слежения чередуются, модуль сдвигается только вправо и в нем содержится логическая 1. Если первый бит регистра слежения установлен, то знак модуля отрицательный и он вычитается из аккумулятора, и наоборот, при очищенном первом бите регистра слежения модуль прибавляется к аккумулятору.

В условиях неустановившегося потока, при быстрых изменениях амплитуды, регистр слежения заполняется одноименными битами - очищенными при A₁<U и установленными при обратном соотношении. В первом случае знак модуля положительный и он прибавляется к содержимому аккумулятора, а во втором - отрицательный и он вычитается. В обоих случаях модуль сдвигается влево, увеличивая свое значение по степеням 2. При появлении в регистре слежения противоположного бита модуль уменьшается по степеням 2 вплоть до единицы, а его знак в каждом такте "по потоку" зависит от характера первого бита в регистре слежения.

Логический уровень на пятом выходе микроконтроллера переключает пятый коммутатор 21 и импульс 27 запускает преобразователь 22 "время-амплитуда", на его выходе образуется линейно-нарастающее напряжение, пропорциональное времени, отсчитанному после запуска. После запуска преобразователя 22 микроконтроллер 24 производит отсчет N целых периодов частоты часового питания от своего кварцевого осциллятора и изменением логического уровня на пятом выходе останавливает нарастание выходного напряжения преобразователя "время-амплитуда" на уровне u₁ (фиг.2, поз. 30). Целое число M₁ периодов часового питания, подсчитанное с начала генерации возбуждающего импульса В_к до останова преобразователя 22, микроконтроллер фиксирует в памяти. Поскольку часовое питание микроконтроллера и регистрация приемного сигнала являются асинхронными процессами, время развертки преобразователя 22 в общем случае будет находиться в диапазоне длительностей от N до (N+1) периодов часового питания. Выходное напряжение u₁ преобразователя 22 с помощью АЦП 23 преобразовывается в код K₁, который воспринимается микроконтроллером по первому входу. Время распространения ультразвукового импульса по потоку рассчитывается микроконтроллером в соответствии с выражением

T_p1=M₁t_ч-K₁S,

где t_ч - период часового питания, задаваемый кварцевым генератором;

S=1/2(S_k1+S_k2) - крутизна преобразования код-время, рассчитанная микроконтроллером как среднее арифметическое значений по первому и второму калибровочным тактам.

В такте "против потока" работа устройства аналогичная с той разницей, что отрицательный перепад с первого выхода микроконтроллера, синхронный с импульсом часового питания, через первый коммутатор 6 поступает на формирователь 5, на выходе которого формируется возбуждающий импульс В_к+1 (фиг.2, поз. 26, "против потока"), поступающий на пьезопреобразователь 2, а приемный радиоимпульс воспринимается пьезопреобразователем 1 и через второй коммутатор 8 поступает на вход усилителя. На вход ЦАП 15 с шестого выхода микроконтроллера поступает откорректированное значение кода против потока, а на входе второго делителя действует выходное напряжение U₂ (фиг.2, поз.26, "против потока"). При этом на неинвертирующем входе усилителя 11 действует постоянное смещение U₂/2, а через четвертый коммутатор 19 на опорный вход компаратора поступает пороговое напряжение U_п2. Во время действия первой положительной полуволны в приемном радиоимпульсе компаратор производит сравнение ее амплитуды А₂ с напряжением U₂ и на выходе компаратора формируется положительный импульс только при условии A₂>U₂. Вторая следящая система поддерживает равенство U₂=А₂ за счет корректировки входного кода ЦАП по тому же алгоритму с той разницей, что все операции осуществляются во втором сдвиговом регистре слежения, втором кольцевом регистре модуля и втором аккумуляторе для откорректированного кода ЦАП. При регистрации приемного радиоимпульса сигнальная задержка t_s2=t_s1, так как второй делитель поддерживает постоянным отношение m= 2U_п2/U₂. Слежение выходного напряжения ЦАП 15 за амплитудой приемного импульса осуществляется по выходным сигналам первого триггера (фиг.2, поз.28, 29, "против потока"). Выходной импульс (фиг.2, поз.27, "против потока") второго триггера 20 запускает преобразователь 22 и после отсчета N целых периодов часового питания на его выходе фиксируется напряжение u₂ (фиг.2, поз. 30, "против потока"), которое преобразовывается в код К₂, воспринимаемый микроконтроллером по первому входу. Микроконтроллер подсчитывает число М₂ периодов часового питания от момента возбуждения до останова преобразователя 22 "время-амплитуда" и определяет время распространения ультразвукового импульса против потока в соответствии с выражением

Т_р2=М₂t_ч-К₂S.

В обоих тактах "по потоку" и "против потока" в заявленном устройстве благодаря элементам регистратора 7 и их связям при регистрации приемных радиоимпульсов устанавливается строго постоянная сигнальная задержка. Усилитель 11 переменного тока с наибольшим из возможных коэффициентов усиления, установленным первым делителем 12 за счет выбора отношения его резисторов R_в1/R_н1 и вторым конденсатором 17, линейно усиливает приемный радиоимпульс. При помощи следящих систем "по потоку" и "против потока", в состав которых входят микроконтроллер 24, ЦАП 15, компаратор 13, первый триггер 20 и третий коммутатор 18, в каждом такте определяется напряжение U, равное амплитуде А приемного радиоимпульса. С помощью второго делителя 16 напряжение U делится в строго определенных пропорциях, независимо от амплитуды приемного радиоимпульса, определяя систему из трех напряжений - U, U/2 и U_п. Напряжение U/2 через резистор 10 поступает на неинвертирующий вход усилителя 11, образуя в каждом такте свое, зависимое от амплитуды, постоянное смещение, которое достигается за счет равенства сопротивления верхней ступени второго делителя сумме сопротивлений его средней и нижней ступеней R_в2=R_c2+R_н2. Это смещение позволяет усилителю 11 с однополярным питанием усиливать знакопеременный приемный радиоимпульс, поступающий на вход усилителя через конденсатор 9. При регистрации приемного радиоимпульса напряжение U_п с нижней ступени второго делителя 16 через четвертый коммутатор 19 поступает на компаратор 13, состояние выхода которого фиксируется вторым триггером 20. Поскольку все три уровня напряжения находятся в строго постоянной пропорции, зависимой только от резисторов второго делителя 16, сигнальная задержка при регистрации приемного радиоимпульса, определяемая отношением m=R_н2/R_с2 сопротивлений нижней и средней ступеней, не зависит от его амплитуды и сохраняется неизменной. Разделение во времени моментов регистрации приемного радиоимпульса и дискриминации его амплитуды позволяет использование для этих целей единого компаратора 13 и коммутаторов 18, 19.

В первом и втором калибровочных тактах воздействие с пятого выхода микроконтроллера на управляющий вход пятого коммутатора 21 переключает его на пропускание сигналов, действующих на первом входе, соединенном с четвертым выходом микроконтроллера. В первом такте для калибровки интерваломера на четвертом выходе микроконтроллера формируется интервал времени, строго равный N периодам часового питания, а во втором калибровочном такте - (N+1) периодам часового питания (фиг. 2, поз.30, "калибровка"), причем запуск и останов преобразователя 22 "амплитуда-время" осуществляются синхронно по началу и концу каждого интервала. В первом калибровочном такте на выходе преобразователя 22 формируется напряжение u_к1 и код К_к1 с выхода АЦП 23 поступает в микроконтроллер по первому входу, а во втором калибровочном такте значения напряжения и кода соответственно равны u_к2 и К_к2 (фиг.2, поз.30, "калибровка"). В первом такте микроконтроллер рассчитывает крутизну преобразования S_к1=Nt_ч/К_к1, во втором S_к2=(N+1)t_ч/K_к2 и затем определяет их среднее арифметическое значение S.

По вычисленным значениям времени распространения T_p1 и Т_р2 и постоянной сигнальной задержке ts=t_s1=t_s2, которая определяется по первому вступлению приемного сигнала и не искажена отражениями и реверберациями в пьезопреобразователях, микроконтроллер рассчитывает расход в соответствии с выражением



где К_ф - коэффициент формы, определяемый геометрическими параметрами измерительного участка.

Для визуального отображения измерительная информация поступает по третьему входу микроконтроллера 24 на индикатор 25.

Таким образом, благодаря введенным элементам, связям, соотношениям и организации работы следящих систем в каждом такте при одиночном зондировании воспринимается информация о степени влияния контролируемой среды на приемный сигнал, устанавливается новый порог его компарирования и считывается информация о скорости перемещения контролируемой среды, а выбранный алгоритм слежения позволяет наиболее оперативно отслеживать все возмущения амплитуды приемного сигнала, что повышает точность измерения. Кроме того, предложенное схемотехническое решение упрощает его реализацию в портативных и переносных устройствах, поскольку не требует введения преобразователей питания для получения отрицательного относительно общего провода напряжения.