улучшенная система кодирования для сжатия цифровой передачи

Формула изобретения

1. Система передачи для улучшенного сжатия ширины полосы частот, содержащая средство в первом местоположении для одновременного кодирования первой группы параллельных двоичных битов в сигнал амплитуды напряжения, имеющий место в заранее заданном битовом интервале, средство для модулирования несущей упомянутым сигналом амплитуды напряжения, средство для передачи упомянутой модулированной несущей во второе местоположение по имеющему собственный шум тракту передачи с ограниченной шириной полосы частот, средство в упомянутом втором местоположении для демодулирования упомянутой модулированной несущей для восстановления упомянутого сигнала амплитуды напряжения, причем упомянутое средство демодулирования содержит средство подавления шума для существенного подавления упомянутого собственного шума и увеличения отношения сигнала к шуму для восстановленного сигнала амплитуды напряжения, и средство в упомянутом втором местоположении для декодирования упомянутого восстановленного сигнала амплитуды напряжения, принятого в упомянутом заранее заданном битовом интервале, во вторую группу параллельных двоичных битов, которые соответствуют упомянутой первой группе параллельных двоичных битов, закодированных в упомянутом первом местоположении, причем упомянутое средство демодулирования содержит средство фильтра пиков, имеющее существенно меньшую ширину полосы пропускания, чем ширина полосы частот упомянутого тракта передачи с ограниченной шириной полосы частот, для приема упомянутого модулированного сигнала несущей и обработки каждого последовательного сигнала амплитуды напряжения для снижения шума и перекрестных помех, принимаемых в упомянутом втором местоположении.

2. Система передачи по п.1, которая дополнительно содержит средство для приема потока двоичных битов в последовательной форме и преобразования упомянутого потока последовательных двоичных битов в упомянутую первую группу параллельных двоичных битов для представления в упомянутое средство кодирования.

3. Система передачи по п.1, в которой по меньшей мере две группы параллельных двоичных битов одновременно независимо кодированы посредством упомянутого средства кодирования в упомянутом первом местоположении, причем одна из упомянутых групп с закодированными двоичными битами модулирует первую несущую, а вторая из упомянутых групп с закодированными двоичными битами модулирует вторую несущую, которая смещена по фазе на 90^o относительно упомянутой первой несущей, при этом упомянутая система дополнительно содержит средство для объединения упомянутых первой и второй модулированных несущих для получения суммарного сигнала несущей, средство для передачи упомянутого суммарного сигнала несущей в упомянутое второе местоположение по упомянутому тракту передачи с ограниченной шириной полосы частот, средство в упомянутом втором местоположении для демодулирования упомянутого суммарного сигнала несущей посредством первого генерированного сигнала несущей, имеющего ту же относительную фазу, что и упомянутая первая несущая, используемая в упомянутом первом местоположении, и демодулирования упомянутого суммарного сигнала несущей с помощью второй генерированной несущей, имеющей фазу, смещенную на упомянутые 90^o относительно упомянутой первой несущей, используемой в упомянутом первом местоположении, при этом создаются два или более дискретизированных сигналов амплитуды напряжения, и средство для декодирования упомянутых двух или более дискретизированных сигналов амплитуды напряжения в по меньшей мере две раздельные группы параллельных двоичных битов, при этом каждая из упомянутых декодированных раздельных групп соответствует упомянутым группам из параллельных двоичных битов, закодированных в упомянутом первом местоположении.

4. Система передачи по п.3, в которой упомянутое средство кодирования назначает конкретные положительные или отрицательные значения напряжения для каждого из параллельных двоичных битов из упомянутых групп, при этом упомянутое значение напряжения для каждого бита содержит заранее заданную величину смещения напряжения, определяемую исходя из диапазона напряжений, доступного в тракте передачи, причем любая сумма закодированных двоичных битов уникально отличима от любой другой суммы закодированных двоичных битов.

5. Система передачи по п.3, в которой упомянутое средство декодирования содержит дерево логического решения, которое оценивает двоичное значение "1" или "0" для каждого положения бита упомянутой группы параллельных двоичных битов.

6. Система передачи по п.3, в которой упомянутое средство фильтра пиков содержит первый фильтр пиков с первой шириной полосы пропускания, настроенный на частоту упомянутого сигнала несущей, и второй фильтр пиков, настроенный на частоту, равную сумме несущей частоты сигнала и частотной разности, превышающей ширину полосы пропускания упомянутого первого фильтра пиков, при этом выходной сигнал упомянутого первого фильтра пиков содержит модулированный сигнал несущей и шум, а выходной сигнал упомянутого второго фильтра пиков содержит шум, существенно коррелированный с упомянутым шумом выходного сигнала упомянутого первого фильтра пиков.

7. Система передачи по п.6, в которой каждый из упомянутых первого и второго фильтров пиков является сверхрезонансным фильтром.

8. Система передачи по п.6, в которой упомянутые первый и второй фильтры пиков являются фильтрами с повторениями, работающими независимо на нескольких логических элементах, выбирающих последовательные импульсы с закодированным напряжением, принимаемые в заранее заданных и последовательных битовых интервалах, при этом каждый из упомянутых импульсов с закодированным напряжением повторяется в каждом из упомянутых первом и втором фильтрах пиков заранее заданное число раз для получения первого и второго выходных сигналов, имеющих в значительной степени коррелированный шум.

9. Система передачи по п.8, в которой упомянутое средство демодулирования дополнительно содержит средство для вычитания упомянутого выходного сигнала упомянутого второго фильтра пиков из упомянутого выходного сигнала упомянутого первого фильтра пиков для подавления упомянутого коррелированного шума от упомянутой демодулированной несущей.

10. Система передачи по п.9, которая дополнительно содержит первый пиковый детектор для получения первой пиковой величины сигнала упомянутого выходного сигнала из упомянутого первого фильтра пиков и второй пиковый детектор для получения второй пиковой величины сигнала упомянутого выходного сигнала из упомянутого второго фильтра пиков, при этом упомянутое средство вычитания вычитает упомянутую вторую пиковую величину сигнала из упомянутой первой пиковой величины сигнала для подавления упомянутой шумовой компоненты от упомянутой демодулированной несущей.

11. Система передачи по п.10, которая дополнительно содержит средство для одновременного управления работой синхронизации упомянутого первого пикового детектора и работой синхронизации упомянутого второго пикового детектора для того, чтобы влиять на работу соответствующих первого и второго пиковых детекторов в каждый временной интервал последовательных символов.

12. Система передачи по п.11, которая дополнительно содержит средство для определения амплитуды и фазы упомянутого демодулированного сигнала несущей в каждом интервале последовательных символов и вычисления ортогональных компонент для каждого последовательного дискретизированного сигнала амплитуды напряжения.

13. Система передачи по п.12, в которой упомянутое средство для определения амплитуды и фазы упомянутого демодулированного сигнала несущей в каждом последовательном интервале дополнительно содержит средство для измерения временной разности между детектированным выходным сигналом упомянутого первого пикового детектора и концом временного интервала соответствующего ему символа.

14. Система передачи по п. 1, в которой упомянутый тракт передачи представляет собой телефонную скрученную пару (ТСП), которая выполнена с возможностью переносить широкополосные сигналы, и другие виды передающих сред, используемых в телефонных системах.

15. Система передачи по п. 1, в которой упомянутый тракт передачи представляет собой канал в телевизионном кабеле.

16. Система передачи по п. 1, в которой упомянутый тракт передачи представляет собой спутниковый телевизионный распределительный канал или канал вещания.

17. Система передачи по п. 1, в которой упомянутый тракт передачи представляет собой сотовый телефонный канал, канал мобильной связи или канал услуг персональной связи (УПС), наземный или спутниковый.

18. Система передачи по п.1, в которой две или более систем чередуют по частотам так, что они могут занимать упомянутый тракт передачи с ограниченной шириной полосы частот, по существу, без взаимных помех.

19. Система дуплексной передачи для улучшения сжатия ширины полосы частот, содержащая средство в первом местоположении для одновременного кодирования первой группы параллельных двоичных битов в сигнал амплитуды напряжения, имеющий место в заранее заданном символьном периоде, средство для суммирования упомянутого сигнала амплитуды напряжения в упомянутом первом местоположении с первым принятым и демодулированным информационным сигналом, принятым в упомянутом первом местоположении из второго местоположения, средство в упомянутом первом местоположении для модулирования несущей выходным сигналом из упомянутого средства суммирования, средство в упомянутом первом местоположении для вычитания упомянутого сигнала амплитуды напряжения, генерированного в упомянутом первом местоположении, из упомянутого первого демодулированного информационного сигнала, принятого в упомянутом первом местоположении для восстановления упомянутого информационного сигнала, происходящего из упомянутого второго местоположения, средство в упомянутом втором местоположении для одновременного кодирования второй группы параллельных двоичных битов в сигнал амплитуды напряжения, имеющий место в заранее заданном символьном периоде, средство для генерирования упомянутого первого демодулированного информационного сигнала в упомянутом втором местоположении для передачи в упомянутое первое местоположение по тракту передачи с ограниченной шириной полосы частот, средство в упомянутом втором местоположении для суммирования второго демодулированного информационного сигнала, принятого в упомянутом втором местоположении, с упомянутым информационным сигналом, сгенерированным в упомянутом втором местоположении, средство в упомянутом втором местоположении для модулирования несущей выходным сигналом из упомянутого средства суммирования и средство в упомянутом втором местоположении для вычитания упомянутого первого демодулированного информационного сигнала, происходящего в упомянутом втором местоположении, из упомянутого демодулированного информационного сигнала, принятого в упомянутом втором местоположении, для восстановления упомянутого информационного сигнала, происходящего из упомянутого первого местоположения.

20. Система передачи по п.19, в которой упомянутую первую несущую в упомянутом втором местоположении передают в упомянутое первое местоположение по упомянутому тракту передачи, причем несущая действует, как упомянутая первая несущая в упомянутом первом местоположении.

21. Способ улучшенного сжатия ширины полосы частот, содержащий этапы одновременного кодирования первой группы параллельных двоичных битов в первом местоположении в сигнал амплитуды напряжения, имеющий место в заранее заданном символьном периоде, модулирования несущей упомянутым сигналом амплитуды напряжения, передачи упомянутой модулированной несущей во второе местоположение по имеющему собственный шум тракту передачи с ограниченной шириной полосы частот, демодулирования упомянутой несущей для восстановления упомянутого сигнала амплитуды напряжения, при этом средство демодулирования содержит средство подавления шума для существенного подавления упомянутого собственного шума и увеличения отношения сигнала к шуму для восстановленного сигнала амплитуды напряжения, и декодирования в упомянутом втором местоположении упомянутого сигнала амплитуды напряжения во вторую группу параллельных двоичных битов, которые соответствуют упомянутой первой группе параллельных двоичных битов, закодированных в упомянутом первом местоположении, причем упомянутое средство демодулирования содержит средство фильтра пиков, имеющее существенно меньшую ширину полосы пропускания, чем ширина полосы частот упомянутого тракта передачи с ограниченной шириной полосы частот, для приема упомянутого модулированного сигнала несущей и обработки каждого последовательного сигнала амплитуды напряжения для снижения шума и перекрестных помех, принимаемых в упомянутом втором местоположении.

22. Способ улучшенного сжатия ширины полосы частот по п.21, который дополнительно содержит этапы независимого и одновременного кодирования по меньшей мере двух групп параллельных двоичных битов в упомянутом первом местоположении, модулирования первой несущей сигналом, соответствующим одной из упомянутых групп двоичных битов, и модулирования второй несущей сигналом амплитуды напряжения от кодера, представляющего вторую из упомянутых групп двоичных битов, при этом упомянутая вторая несущая смещена по фазе на 90^o относительно упомянутой первой несущей, суммирования упомянутых первой и второй несущих, передачи упомянутых суммированных несущих во второе местоположение по тракту передачи с ограниченной шириной полосы частот, демодулирования упомянутого суммированного сигнала несущей для получения двух дискретизированных сигналов амплитуды напряжения в по меньшей мере две раздельные группы параллельных двоичных битов, причем каждая из упомянутых декодированных раздельных групп соответствует упомянутым группам параллельных битов, закодированных в упомянутом первом местоположении.

23. Способ улучшенного сжатия ширины полосы частот по п.22, в котором время, требуемое для передачи упомянутых групп параллельных двоичных битов, уменьшается с коэффициентом, равным величине сжатия ширины полосы частот, полученной с помощью упомянутого способа сжатия ширины полосы частот.

24. Способ улучшенного сжатия ширины полосы частот по п.23, в котором обеспечена возможность сохранения упомянутых групп параллельных двоичных битов для их задержанной передачи, а объем памяти, требуемый для хранения такого сообщения, используя упомянутый способ, уменьшают в соответствии с величиной, равной сжатию ширины полосы частот, полученному с помощью упомянутого способа сжатия ширины полосы частот.

25. Способ улучшенного сжатия ширины полосы частот по п.21, в котором перед демодуляцией выполняют этап одновременного ввода упомянутой модулированной несущей в первый фильтр пиков, настроенный на частоту упомянутого сигнала несущей, и во второй фильтр пиков, настроенный на частоту, равную сумме упомянутой несущей частоты и частотной разности, превышающей частотную ширину полосы пропускания упомянутого первого фильтра пиков, и получения первого выходного сигнала из упомянутого первого фильтра пиков, содержащего упомянутый модулированный сигнал несущей и шум, и получения второго выходного сигнала упомянутого второго фильтра пиков, содержащего шум, существенно коррелированный с упомянутым шумом из упомянутого первого выходного сигнала.

26. Способ улучшенного сжатия ширины полосы частот по п.25, который дополнительно содержит этап вычитания упомянутого второго выходного сигнала упомянутого второго фильтра пиков из упомянутого первого выходного сигнала упомянутого первого фильтра пиков для подавления упомянутой шумовой компоненты из упомянутого модулированного сигнала несущей.

27. Способ улучшенного сжатия ширины полосы частот по п.26, который дополнительно содержит этап детектирования первой пиковой величины сигнала упомянутого первого выходного сигнала из упомянутого первого фильтра пиков и детектирования второй пиковой величины сигнала упомянутого второго выходного сигнала из упомянутого второго фильтра пиков, при этом этап вычитания содержит вычитание упомянутой второй пиковой величины сигнала из упомянутой первой пиковой величины сигнала для подавления упомянутой шумовой компоненты из упомянутого модулированного сигнала несущей.

28. Способ улучшенного сжатия ширины полосы частот по п.27, который дополнительно содержит этап определения амплитуды и фазы упомянутого демодулированного сигнала несущей в каждом последовательном заранее заданном символьном периоде и вычисления ортогональных компонент для каждого последовательного дискретизированного сигнала амплитуды напряжения.

29. Способ улучшенного сжатия ширины полосы частот по п.28, в котором упомянутый этап определения амплитуды и фазы упомянутого демодулированного сигнала несущей в каждом последовательном периоде дополнительно содержит этап измерения временной разности между детектированным выходным сигналом упомянутого первого пикового детектора и концом соответствующего ему заданного битового интервала.

Описание изобретения к патенту

Настоящая заявка является частичным продолжением заявки на выдачу патента США 08/668594, поданной 19 июня 1996, которая является продолжением заявки на выдачу патента США 08/418254, поданной 6 апреля 1995, от которой в настоящее время заявитель отказался, которая, в свою очередь, является продолжением заявки на выдачу патента США 08/210141, от которой заявитель отказался.

Настоящее изобретение относится к устройству и способу для увеличения пропускной способности существующей телекоммуникационной инфраструктуры, которая содержит телефонную скрученную пару (ТСП), коаксиальный телевизионный (КТК) кабель, сети микроволновой, мобильной и персональной связи, сети радио- и спутниковой связи.

Изобретение имеет отношение к концепции обратной связи, раскрытой в патенте США 5029210 "Совмещенная система связи" ("Cooperative Communications System"), выданном Эллиоту Л. Граенбергу (Elliot L. Gruenberg) в июле 1991 г. , данный патент включен в настоящую заявку посредством ссылки. Настоящее изобретение также имеет отношение к патентной заявке США 07/812417 "Телевизор без развертки" ("Scanless TV"), поданной Эллиотом Л. Граенбергом 23 декабря 1991 и измененной посредством заявки, являющейся частичным продолжением "Сжимающая система передачи и хранения информации" ("Compressive Communications and Storage System"), поданной 11 ноября 1993. Доктринальные положения, раскрытые в вышеуказанных заявках, также включены в настоящее описание посредством ссылки.

Методы сжатия цифровых сигналов можно разбить на две категории

- сжатие источника;

- сжатие передачи.

Сжатие источника основано на удалении избыточной информации из источника и, таким образом, обеспечении требующейся передачи информации при более низкой скорости. Однако удаление избыточной информации требует понимания соотносительных (коррелятивных) свойств сигналов. Эти свойства являются уникальными (единственными) для каждого типа сигнала, например, таких сигналов, как голосовой или видеосигнал. Избыточная информация должны быть оценена в приемнике для того, чтобы воспроизвести информацию источника. Таким образом, методы сжатия источника являются уникальными для каждого типа передаваемого сигнала.

Сжатие передачи увеличивает объем передаваемой информации (пропускную способность) по каналу с ограниченной полосой частот. К конкретным методам, которые реализуют, относится метод асинхронной цифровой абонентской линии (АЦАЛ).

В методе АЦАЛ для модуляции несущих входными данными используется квадратурная амплитудная модуляция (КАМ). Этот метод осуществляют в двух вариантах. Вариант 1 основан на комбинированной амплитудной и фазовой КАФ модуляции компании AT&T. Этот вариант позволяет передавать 1.544 Мбит/с по существующей абонентской линии с телефонной скрученной парой (ТСП). Это подходит для односторонней передачи по каждой ТСП одной сжатой Экспертной Группы Киноизображений (MPEG) - закодированного на магнитной ленте видеосигнала. Вариант 2 основан на технологии, совместно разработанной компаниями Northern Telecommunications Corporation и Amati Corporation. Концепция основана на дискретной многотональной передаче (ДМП). Для приложений с ТСП ДМП обеспечивает 250 поддиапазонов, при этом каждый поддиапазон имеет ширину полосы частот 4 кГц, а полная ширина полосы частот 1 МГц. В каждом поддиапазоне в качестве схемы модуляции используется КАМ. Это позволяет выполнять передачу в одном направлении со скоростью 6 Мбит/с и двухстороннюю передачу со скоростью 528 кбит/с. 528 кбит/с включает передачу 384 кбит/с по каналу и передачу 144 кбит/с по каналу цифровой сети с интеграцией услуг (ЦСИУ) с номинальной скоростью доступа. Таким образом, всего по каналу передается 7 Мбит/с.

Алгоритм ДМП был предложен Комитету Аккредитации Стандартов (КАС) Т1 для стандартизации. Этот алгоритм по КАС Т1 предполагает использование проволоки калибра 24.

Изобретение, описанное в настоящей заявке на выдачу патента, представляет собой способ цифрового сжатия для увеличения ширины полосы частот телекоммуникационных систем и сетей вещания. Это изобретение может быть применено к телефонным сетям, содержащим линии с проволочной телефонной скрученной парой, но не ограничено этим применением, к коаксиальным кабелям для телефонии, передачи данных и передачи видеоинформации со звуковым сопровождением или без него; к сетям сотовой, микроволновой, мобильной и персональной связи; к радио и спутниковым системам. Изобретение применимо к мультимедийным приложениям со всеми вышеуказанными элементами телекоммуникационных систем и сетей вещания. Оно осуществляется в режиме передачи, а не полосы частот (режим источника).

Предложенная система кодирования основана на новом методе объединения группы параллельных цифровых сигналов для передачи на частотах, используемых вышеупомянутыми телекоммуникационными системами и сетями вещания. В этой системе для достижения сжатия используют комбинированный метод кодирования и модуляции. Система упрощает передачу большого числа параллельных битов данных в одном символьном периоде. Например, если канал может передавать 1 Мбит/с, то, используя предложенную систему кодирования, тот же канал может передать N Мбит/с, где N битов параллельно объединены для того, чтобы быть переданными по каналу, обеспечивающему передачу 1 Мбит/с.

Цель изобретения состоит в увеличении пропускной способности канала с ограниченной полосой частот для того, чтобы упростить обеспечение мультимедийными услугами. Настоящее изобретение позволяет упростить обеспечение мультимедийными услугами, поставляемыми телефонными компаниями непосредственно в жилые дома по существующим ТСП, упростить операторам КТК обеспечение новыми и развивающимися интерактивными услугами без проведения в дома оптиковолоконного кабеля и позволит вещательным компаниям значительно увеличить число каналов в существующих радио и спутниковых сетях.

Эти и другие цели и признаки настоящего изобретения очевидны из нижеследующего подробного описания, приводимого с соответствующими чертежами, на которых:

фиг. 1 - общая схема системы сжатой передачи, показывающая сжатие ДН, кодирование и декодирование;

фиг. 2 - схема кодера ДН для сжатой передачи;

фиг. 3 - схема декодера ДН для восстановления несжатых цифровых данных;

фиг. 4 - схема дерева (древовидной структуры) декодирования ДН;

фиг. 4а - схема генератора 301-i дерева (древовидной структуры);

фиг. 5 - схема, иллюстрирующая систему дуплексной передачи, в соответствии с настоящим изобретением;

фиг. 6 - схема, подробно показывающая предложенную систему дуплексного сжатия;

фиг. 7 - схема фильтра пиков, используемого в настоящем изобретении;

фиг. 7а - электрическая схема временного пикового детектора, в соответствии с настоящим изобретением;

фиг. 8 - автокорреляционные функции белого шума в ограниченной полосе частот;

фиг. 9 - схема использования цифрового фильтра пиков с избыточной дискретизацией;

фиг. 10 - схема использования цифрового фильтра пиков с избыточной дискретизацией рекурсивного типа;

фиг. 11 - схема аналогового полосового фильтра пиков с селектированием (стробированием);

фиг. 12 - характеристики фазового частотного фильтра;

фиг. 13 - спектры перекрывающихся импульсов символов;

фиг. 14 - схема демонстрационной системы, содержащей полное моделирование Системы кодирования ДН на 12000 футах (3,6 км) ТСП 26-калибра.

Фиг. 15 - схема демонстрационной системы для проверки шумоподавляющего приемника;

фиг. 16А-16В - входной и выходной сигналы приемника, соответственно, в отсутствие вносимого канального шума;

фиг. 16C-16D - входной и выходной сигналы приемника, соответственно, при увеличении мощности вносимого шума до 30 ДБ.

Предложенный метод реализуется в Системе кодирования ДН (дискретизированного напряжения) для увеличения пропускной способности канала при существующей инфраструктуре. Система кодирования ДН проверялась на абонентской линии с ТCП 26-калибра, где она обеспечивала передачу 16 Мбит/с по одной ТСП для линии длиной 12000 футов (3.6 км). Следовательно, она может работать на более чем 85% существующих абонентских линий, проведенных в жилые дома. Для приложений, связанных с абонентскими линиями, настоящее изобретение обеспечивает сжатие 16:1 для односторонней передачи в канале ТСП с ограниченной полосой частот в 1 МГц. Возможно получение и более высоких коэффициентов сжатия. Система также может использоваться в дуплексном режиме. Используя ТСП, система позволяет осуществлять дуплексный режим со скоростью 16 Мбит/с, если она объединена с подходящими фильтрами. Если используются две ТСП, то система упрощает передачу информации в дуплексном режиме со скоростью 32 Мбит/с, что является более чем достаточным для передачи большого числа телевизионных каналов в дома и офисы. Следует заметить, что большинство домов обычно имеет проводку с двумя ТСП.

Система кодирования ДН очень проста и может быть легко использована в аппаратном обеспечении, использующем сверхбольшие интегральные схемы (СБИС-схемы). Она обеспечивает значительные преимущества.

- Она упрощает использование имеющихся в домах и в деловых помещениях ТСП без замены проводки (проводной линии), требующейся для мультимедийных приложений с высокой информационной емкостью.

- Система не имеет ограничений по специфике канала. Она может быть использована для абонентских линий с ТСП, КТК кабелей, беспроводных каналов, радио- и спутниковых каналов. Коэффициенты сжатия этой системы по отношению к увеличению пропускной способности канала изменяются в виде функции от типа используемого канала, природы искажений в канале и аддитивного шума.

- Система кодирования ДН использует сжатие передачи вместо сжатия источника. Следовательно, она применима к любым средам (носителям) источника информации.

Алгоритм кодирования ДН упрощает обеспечение многими услугами по одному каналу. Пример использования существующей ТСП предполагает одновременное предоставление следующих услуг в жилых и рабочих помещениях:

- многоканальные телефоны;

- множество видеоканалов (качества КВМ (кассетного видеомагнитофона));

- информационные услуги для компьютерных приложений:,

- факсимильные услуги;

- информационные услуги такие, как услуги баз данных;

- телевидение и

- канал ТВЧ (телевидения высокой четкости), если он имеется, и в то время, когда он имеется.

В таблице представлен сравнительный анализ алгоритма кодирования ДН и других методов сжатия передачи.

Более конкретно, система кодирования ДН основана на сжатии передачи и не использует никакой избыточности, содержащейся в источнике. Разработанный способ не зависит от типа источника. Следовательно, в качестве источника в этом способе может применяться цифровая информация независимо от того, закодирована она предварительно или нет. Цель системы кодирования ДН состоит в увеличении пропускной способности существующего канала с ограниченной полосой частот.

Следует заметить, что увеличенная пропускная способность, скажем, 16:1, позволяющая осуществлять передачу 16 битов в одном символьном периоде, уменьшает время передачи, при этом одновременно увеличивается емкость передающей среды. Это означает, что передача конкретного программного сообщения, видеомагнитофонной записи, информации, факсимильного или голосового сообщения теперь может происходить за время, составляющее 1/16 от времени, требующегося для такой передачи без настоящего изобретения. Если изобретение применяется путем "запараллеливания" N битов на входе декодера ДН, тогда время передачи будет снижено в соотношении N:1, а пропускная способность увеличится с таким же коэффициентом.

Кроме того, с использованием имеющихся коммерческих продуктов СБИС с алгоритмом последовательной очереди "первым пришел - первым обслужен" (ПППО) возможно запоминание закодированных ДН сообщений для задержки передачи, поскольку в изобретении не требуется немедленной, без задержки, передачи с запараллеленного входа на ДН-декодированный выход. Поскольку с помощью ДН-кодирования получается "сжатие" передачи с коэффициентом N:1, емкость, требующаяся для запоминания любого сообщения, уменьшается с тем же коэффициентом N. Следовательно, увеличенная пропускная способность при моделировании изобретения с коэффициентом 16:1 позволяет уменьшить в 16 раз объем памяти, требующийся для запоминания сообщения при передаче с задержкой.

Оба вышеописанных признака имеют как значение по существу, так и экономическое значение для конечных пользователей, поскольку уменьшается стоимость передачи и хранения информации.

Дерево (древовидная структура) ДН-кодирования упрощает пересылку большего числа битов данных в одном символьном периоде, следовательно, достигается увеличение пропускной способности. Предположим, что канал с шириной полосы частот ШПЧ может передавать информацию со скоростью R бит/с без использования системы ДН-кодирования. Тогда, используя алгоритм ДН-кодирования, тот же канал в пределах той же ширины полосы частот ШПЧ будет способен передавать NR бит/с при коэффициенте сжатия N:1. N - число битов, установленных параллельно для каждого символа. Полная система, как часть этого изобретения, содержит следующий набор аппаратуры:

- аппаратура полной системы (фиг. 1);

- кодер ДН для передающей стороны (фиг. 2);

- кодер ДН для приемной стороны (фиг. 3);

- дерево (древовидная структура) декодирования ДН для выделения параллельных битов данных (фиг. 4).

Обратимся к фиг. 1; кодер 2 ДН передающей стороны принимает параллельно информационные биты (биты данных) 1 D1-Dm и генерирует модулированную несущую, которая передается по каналу 3. Кодер 4 ДН приемной стороны выделяет величину напряжения из принятой модулированной несущей в каждом символьном периоде. Это напряжение будет использовано устройством 5 дерева декодирования ДН для выделения параллельных битов D1-Dm.

Устройство, которое соответствует кодеру 2 ДН передающей стороны, представлено на фиг. 2. Это устройство упрощает сбор параллельных информационных битов D1-Dm и генерирует модулированную несущую, используя комбинированный способ кодирования и модуляции. Амплитуда для каждой параллельной группы закодированных битов составляет символ.

Для осуществления передачи информационные биты на передающей стороне распределяются в две группы:

- Группа 1, 1-1, ..., 1-n, состоит из D1, D2, ..., Dn и Группа 2, 1-n+1, ..., 1-n+m), состоит из Dn+1, Dn+2, ..., Dn+m.

- Для сжатия 16:1 - n-8 и m=8, и каждая группа передает параллельно 8 битов за временной промежуток, соответствующий одному символьному периоду.

Если информационный бит Di дает величину напряжения ДНi, то ПНi положительно, когда D представляется "1", и ДHi отрицательно, когда Di - "0". Усилители/умножители 100-1, ..., 100-n; 100-n+1, ..., 100-n+m формируют выходные сигналы: ДHiSin _ct в первой группе и ДHiCos _ct во второй группе.

Несущая _c формируется генератором 207 несущей, находящимся в приемнике 4 (см. фиг. 3).

Этот сигнал подается назад в передатчик 2 по каналу 3. Существенным является то, что фаза несущей _c передающей стороны соответствует фазе демодулирующей несущей, которая используется приемником в течение длительности каждого символьного периода (в течение которого передается группа параллельных битов), так что обеспечивается правильное детектирование амплитуды символа. При переходе от одного символьного периода к другому не обязательно сохраняется фазовая когерентность, поэтому фаза символа должна постоянно подстраиваться с помощью фазового синхронизатора 106. Фазовращатель 105 обеспечивает ортогональность и сдвиг фазы на 90^o для несущей передающей стороны, модулируемой битами второй группы.

Выходной сигнал СУММ 103 первой группы:

выходной сигнал (группа 1) - [ДН1+ДН2+ ... +ДНn]Sin_ct

Выходной сигнал СУММ 104 второй группы:

выходной сигнал (группа 2)=[ДН_n+1+ДН_n+2+ ... +ДНn+m]Cos_ct

Сумматор 105 линейно складывает СУШ 103 и СУММ 104 для осуществления передачи. Каждый полный передаваемый сигнал задается выражением:



Полный передаваемый сигнал проходит в декодер 4 ДН через полосовой фильтр ПФ 106.

Устройство 4, которое представляет собой декодер ДН приемной стороны системы, представлено на фиг. 3.

Полный сигнал проходит по прямому каналу от передающей стороны 2 через предварительный процессор 208, очень узкополосный полосовой фильтр (ПФ) 200 - фильтр "пиков", который раскрыт ниже, для удаления шума вне полосы частот (перекрестные помехи и канальный шум). Выходной сигнал ПФ используется для восстановления ДНХ и ДНУ (см. фиг. 3) следующим образом.

Для восстановления первой группы информационных битов выходной сигнал после ПФ (фильтра пиков) 200 умножается на Sin_ct в умножителе 201 для формирования СИГНАЛ 1, а для восстановления второй группы информационных битов этот выходной сигнал умножается на Sin(_ct+PH) в умножителе 202 для формирования СИГНАЛ 2.

Значения напряжения ДНК и ДНУ (фиг. 3) восстанавливаются путем пропускания СИГНАЛ 1 и СИГНАЛ 2 через фильтры нижних частот ФНЧ 203 и 204, соответственно. Следовательно, ДНХ и ДНУ получаются следующим образом:

ДНХ=ФНЧ {[выходной сигнал ПФ]Sin_ct}

ДНУ=ФНЧ {[выходной сигнал ПФ]Sin(_ct+PH)}

Для того, чтобы обеспечить однозначное детектирование ДНi групп, модуляция СИГНАЛ 1 и СИГНАЛ 2 должна поддерживаться со сдвигом фазы на 90^o. Это свойство ортогональности хорошо известно. Для поддержания ортогональности используется фазовращатель РН 205, сдвигающий фазу на 90^o.

Обратимся теперь к фиг. 3; ДНХ используется в качестве входного сигнала в деревьях ДНi 206-1, ..., 206-n для того, чтобы восстановить данные {D1, D2, . . . ,Dn}, а ДНY используется в качестве ходного сигнала в деревьях ДНj 206-n+l, ..., 206-n+m для того, чтобы восстановить данные {Dn+1, Dn+2, ..., Dn+m}. Поскольку для компонентов ДНХ и ДНY процесс восстановления данных аналогичен, в последующем объяснении будет использован только ДНХ и деревья "ДНi".

Комплекс дерева ДН кодирования состоит из деревьев 206-1, .., 206-n ДНi-ДНn декодирования для информационных битов D1-Dn и деревьев 206-n+1... 206-n+m ДНn+1. . .ДНn+m декодирования для информационных битов Dn+1...Dn+m. Устройство для восстановления информационного бита Di, соответствующее древовидному ДНi декодеру, проиллюстрировано на фиг. 4.

Сигнал ДНХ подается на вход древовидного генератора 301-i, генератор является элементом дерева 206-i кодирования. Этот блок образует дерево ДНХ с ранее вычисленными величинами ДНi составляющих ДНХ, как показано на фиг. 4а, и это будет описано более полно позднее. Для каждого входного сигнала (символ) ДНХ будет r=2_n выходных сигналов 301, где n - число битов, модулирующих Sin_ct, для того, чтобы учесть все возможные комбинации из этих входных сигналов.

Древовидный ДНi декодер требуется для оценки (величины) ДНi, где i=1, 2, . .., n. Для каждой (величины) ДНi восстановленные данные будут представлять собой Di, где i=1, 2, ..., n, которые соответствуют входным сигналам на фиг. 2. Дерево принимает сигнал ДНХ для данных группы 1 и аналогичное дерево обрабатывает сигнал ДНY для данных группы 2 (фиг. 3). Работа декодера основана на предположении, что передающая сторона и приемная сторона знают величины ДНi, и для каждой величины ДНi существует поддерево. Метод выбора известных величин ДНi будет описан позднее. Известные величины ДНi обозначаются ниже в дереве декодирования (показанном на фиг. 4а) как ДHk.

Процесс оценки основан на минимизации разностей при сравнении ДНХ (и ДНY) с известными величинами ДНi (и ДНj), используя метод, который идентифицирует все ДНk составляющие операций СУММ, показанных ранее, как выходные сигналы 103 и 104 передающей стороны, и на выборе величин ДНi (и ДНj), которые соответствуют минимальным разностям. Процесс осуществляется следующим образом.

Для восстановления ДНi дерево сегментируется, чтобы складывать или вычитать ДНk (k не равно 1) и формировать ДН(r), где r=1, 2,..., h, как показано на фиг. 4а.

Шаг 1. Создание двух ветвей.

Выходной сигнал ветви 1 = ДНХ+ДНk

Выходной сигнал ветви 2 = ДНХ-ДНk

Шаг 2. Создание для каждой из ветвей 1 и 2 по две ветви путем сложения с ДНk+1 и вычитается ДНk+1.

Шаги повторяются до тех пор, пока не используются все величины ДНk (k не равно 1). На выходе получается г ветвей с величинами ДН(1), ДН(2), ..., ДН(r), где r=2ⁿ, как упоминалось выше.

Методика решения, направленного на восстановление информационных битов Di, основана на вычислении величин U и V, которые определяются следующим образом:

U - [ДН(h)+ДНi] для каждого ДН(h) - в блоке 302 суммирования и запоминания (фиг. 4),

V - [ДН(h)+ДНi] для каждого ДН(h) - в блоке 303 вычитания и запоминания.

Затем устанавливается минимальная величина U, U_min путем сравнения выходных сигналов 302 в компараторе 304.

Минимальная величина V, V_min устанавливается путем сравнения выходных сигналов 303 в компараторе 305. Тогда

Di=0 для U_min<V

=1 для U_minV_min,

это определяется в компараторе 306.

Тот же самый процесс повторяется для всех поддеревьев для того, чтобы восстановить D1, D2, ..., Dn+m.

Выбор величин ДНi основан на требованиях, предъявляемых к мощности передачи. Например, для телефонных каналов требуется, чтобы они работали так, чтобы мощность сигнала, поступающая на вход, составляла примерно 10 дБм, а линия оканчивалась, используя 100 Ом (сопротивление нагрузки). Такие параметры приводят к максимальному диапазону по напряжению. Предположим, что диапазон напряжения от Нмин до Нмакс, где Нмин - минимальное напряжение, а Нмакс - максимальное напряжение в этом диапазоне. Для того, чтобы работал древовидный ДНi декодер, должны соблюдаться нижеприведенные критерии выбора, которые гарантируют получение уникальной (единственной) величины ДНi для каждого информационного бита Di так, чтобы ДНХ и ДНY могли быть декодированы для получения Di.

Предположим, что

- каждый информационный бит (бит данных) Dl имеет тракт i;

- по каналу переносится полный сигнал всех трактов i и, следовательно, он (канал) может рассматриваться как логическая совокупность параллельных трактов для информационного бита Di; и

- для информационного бита Di {0, 1} соответствующие величины напряжения - {-ДНi, +ДНi}.

Критерии выбора для ДНi.

Выбор ДНi для тракта i между Нмин и Нмакс задается выражением:

ДHi={[Нмакс-Нмин]/(n+1)}+смещение (i),

где n - число информационных битов (D1, D2,..., Dn) в передаваемой группе, а смещение (i) - небольшое смещение уровня для ДНi от уровня, соответствующего однородному распределению уровней, выбранное для того, чтобы устранить неоднозначности в выборе, которые возникают при равных промежутках между уровнями. Между Нмин и Нмакс находятся уровни напряжения ДH(1), ДН(2), ..., ДН(n) для информационных битов D1, D2, ..., Dn.

В вышеприведенном выражении диапазон напряжения (Нмакс - Нмин) делится для n-1 информационных трактов ровно на n-1 значений напряжения. Смещение (i) является единственным (уникальным) для каждого информационного тракта.

Для выбора ДHi должны быть установлены два важных ограничения:

- минимальное ДHi

- смещение (i).

Минимальная величина ДНi должна быть выбрана на основе ограничения:

Нминmin ДHi1/2[{Нмакс-Нмин}/(n-1)].

Для минимизации влияния шума на канал min ДHi должно быть далеко за пределами нижней границы; а для гарантирования единственности и различимости ДHi в приемнике при детектировании Di величина min ДHi должна быть за пределами верхней границы Нмакс.

Смещение (1) должно выбираться так, чтобы:

- сумма любых [ДHi+ДHj] не была равна ДНk, и

- ДНi+1 - ДНi была монотонно возрастающей.

Это будет обеспечивать генерацию единственной и различимой величины ДНi для детектирования Di.

Сумма смещений (i) для всех ДHi выбирается следующим образом:

СУММ смещений - Нмакс - Мах ДHi. Для (n-1) ДНi

полное число смещений задается выражением:



где r_i - индекс величины напряжения данных в совокупности {ДНr}, а ДН1 не имеет смещения.

Примеры.

Для алгоритма ДН кодирования с коэффициентом сжатия 8:1 имеются две группы, каждая из которых состоит из четырех битов, n=4 для каждой группы битов данных (ДН1, ДН2, ДН3, ДН4), а Полное смещение = 6.

Для алгоритма кодирования ДН с коэффициентом сжатия 16:1 имеются две группы по восемь битов в каждой, n-8 для каждой группы битов данных (ДН1, .. ., ДН8), и Полное смещение = 14.

Минимальное смещение задается выражением:

смещение_мин = СУММ смещение/Полное смещение, а

смещение (i) для ДНi задается выражением:

смещение (i) =(i-1)(смещение_мин для i=1, 2, ..., n.

Ортогональная передача

Ортогональная передача групп ДНi будет обеспечивать двойное сжатие. На фиг. 2 проиллюстрирована передача двух групп данных, D1, D2, ..., Dn; Dn+1, Dn+2, . .., Dn+m. Для ортогональной передачи полный сигнал формируется следующим образом:

полный сигнал = sum1Sin_ct+sum2Cos_ct.

Первый член определяется как компонента Q; второй член - компонента I.

В приемнике полный сигнал разделяется на две ветви. Первая ветвь формирует ДНХ следующим образом (фиг. 2):

компонента Q = [полный сигнал]Sin_ct, a

ДНХ выходной сигнал ФНИ [компоненты Q].

Вторая ветвь формирует ДНY следующим образом:

компонента I = [полный сигнал]Cos_ct, a

ДНY - выходной сигнал ФНИ [компоненты I].

Для восстановления данных сигналы ДНХ и ДНУ пропускаются через древовидный ДН1 декодер.

Дуплексный режим

Устройство, которое раскрывает систему, упрощающую осуществление дуплексного режима за счет использования алгоритма кодирования ДН, представлено на фиг. 5. Канал используется для приема, а также для передачи сигналов. Это обычная телефонная линия. Для других видов систем передачи передающий и приемный каналы логически разделены, и поэтому очень легко осуществлять выделение сигналов. Конкретный характер передачи и приема по телефонному каналу основывается на конкретных вариантах осуществления.

Вариант осуществления 1

В этом варианте осуществления обе стороны являются одновременно передающими и приемными. Предположим, что одна сторона передает полный сигнал S1, а другая сторона передает полный сигнал S2. S1 и S2, соответственно, модулированы информационными битами {D0, D1, ..., Dm}, которые различны на двух концах системы. В любой момент времени в дуплексном канале имеется общий (суммарный) полный сигнал, который задается выражением:

Общий сигнал канала = aS1 + bS2,

где а - коэффициент ослабления (затухания) для прямого канала,

b - коэффициент ослабления для обратного канала, и

а и b изменяются в зависимости от расстояния прохода по каналу.

Восстановление сигнала осуществляется следующим образом:

S1 восстанавливается путем:

{(aS1 + bS2) - bS2}[1/a].

S2 восстанавливается путем:

{(aS1 + bS2) - aS1}[1/b].

Временные соотношения для восстановления этих сигналов в телекоммуникационных сетях достаточно хорошо известны и поэтому здесь они не представлены. Этот вариант осуществления широко используется на практике в телефонных системах, работающих в США. Однако следует заметить, что задержка канала по времени распространения сигнала, которая включает задержку, связанную с обработкой сигнала, не должна превышать нескольких символьных периодов.

Вариант осуществления 2

В этом способе используется хорошо известный метод, называемый "пинг-понг". Предположим, что по каждой ТСП предполагается передавать дуплексные данные со скоростью 4.2 Мбит/с. То есть, каждая сторона передает, по меньшей мере, 4.2 Мбит/с. Это приведет к тому, что при использовании двух ТСП в дуплексном режиме будет производиться передача данных со скоростью 8.4 Мбит/с. Метод "пинг-понг" дает преимущество при использовании кратного числа ТСП между двумя сторонами, уменьшая воздействие перекрестных помех. В случае двух ТСП, соединяющих две станции, метод "пинг-понг" работает следующим образом.

- Стороне А и стороне В дается равное время для осуществления передачи по обеим ТСП.

- Сторона А передает по каждой ТСП в течение времени Т данные со скоростью 16 Мбит/с. То есть, обе ТСП являются линиями, передающими в одном направлении. Таким образом, сторона А способна передавать 32 Мбит/с в течение времени Т.

- В следующий временной промежуток Т только стороне В разрешается передавать по каждой ТСП в обратном направлении данные со скоростью 16 Мбит/с. Таким образом, второй промежуток времени Т отводится стороне В для передачи данных со скоростью 32 Мбит/с.

- Канал предоставляется поочередно стороне А и стороне В, при этом обеим сторонам предоставляются равные временные промежутки Т.

Этот вариант осуществления позволяет каналу иметь только одностороннюю передачу в любой временной интервал, и поэтому очень просто осуществляется восстановление данных на дальней стороне. Кроме того, этот способ будет приводить к значительному снижению перекрестного шума в канале. Однако при этом способе требуется помещать данные в буфер на обеих сторонах, осуществлять синхронизацию передачи с каждой стороны и выполнять протокол для цикловой синхронизации данных. Для построения этого варианта осуществления требуются некоторые непроизводительные затраты. Компромиссное решение дает пониженный перекрестный шум в противовес непроизводительным затратам на цикловую синхронизацию.

Система кодирования ДН работает с обоими вышеприведенными вариантами осуществления.

Симметричная дуплексная система с сжатием

Для передачи по одной ТCП в обоих направлениях в целом 16 Мбит/с требуется применять новый вариант осуществления, который позволяет получить удвоенный коэффициент сжатия, поскольку одна и та же полоса частот (канал) используется в обоих направлениях. Основной метод выполнения этого, согласно настоящему изобретению, показан на фиг. 6. Он следует тем же принципам, которые использовались в ранее указанном патенте 5029210, и может применяться в любом варианте осуществления совместно с хорошо известными методами коммутации (переключения), применяемыми в описанном выше варианте осуществления 2. Обе оконечные станции имеют и сторону передатчика, и сторону приемника. Левая оконечная станция имеет сторону 2А передатчика и сторону 4В приемника, а правая оконечная станция имеет сторону 2В передатчика и сторону 4А приемника. Биты информации, поступающие в передатчик 2А левой оконечной станции, будут приниматься приемником 4А правой оконечной станции, в то время как одновременно биты информации, поступающие в передатчик 2В, будут приниматься блоком 4В левой оконечной станции. Элементы, отмеченные одной и той же цифровой позицией в этих блоках, выполняют идентичные функции. Для случая с n=8 каждый передатчик 2А, 2В передает одновременно 16 бит, используя описанный выше метод ортогональной передачи.

В этой дуплексной системе канал 3 передает сумму выходных сигналов передатчиков 2А и 2В, а каждый приемник 4А и 4В удаляет сигнал своей соответствующей оконечной станции, оставляя сигнал, содержащий информацию, передаваемую из другой оконечной станции, используя прием, аналогичный тому, который применяется в ранее упомянутом патенте США No 5029210. Этот метод будет описан более подробно. Концентрируясь в передатчике 2А, входные биты AD₁-AD_n преобразуются в биполярные напряжения ДН₁-ДН_n как описано выше, в блоках 109-1 - 109n, и эти напряжения суммируются в сумматоре 113. Суммарный сигнал, принятый приемником 4В, прибавляется к выходному сигналу 113 в сумматоре 401. Этот сигнал модулирует несущую, полученную из правой оконечной станции. Другая группа битов AD_n+1 - AD_n+m преобразуется в биполярные квантованные напряжения ДН_n+1 - ДН_n+m в блоках 109_n+1 - 109_n+m , которые суммируются в 114 и складываются с выходным сигналом ДНY приемника 4В в сумматоре 402. Выходной сигнал этого сумматора подается на вход амплитудного модулятора 111. Несущая для этого модулятора является тем же несущим сигналом, который используется и в модуляторе 110 с тем отличием, что эта несущая имеет фазу, смещенную на 90^o в 108. Выходные сигналы модуляторов линейно складываются и передаются по каналу 3. В этом случае по каналу 3 передается сумма входных сигналов в передатчик 2А и выходных сигналов приемника 4В.

Таким же образом передатчик 2В обеспечивает для канала выходной сигнал с правой оконечной станции; этот выходной сигнал представляет собой сумму входных сигналов в передатчик, преобразованных в биполярные сигналы в блоках 119₁ - 119_n и 119_n+1 - 119_n+m приемника 2В, с суммарными сигналами ДНХ и ДНY приемника 4А, подученную в блоках СУММ 405 и 406, соответственно. Этот выходной сигнал был бы идентичен сигналу, полученному из передатчика 2А, если бы между оконечными станциями не было бы задержек на прохождение сигналов. Ниже раскрыто, как компенсируются эти задержки. Сигналы ДНХ и ДНY приемника 4А получают из переданных полных сигналов путем вычитания соответствующих ортогональных переданных сигналов передатчика 2В в блоках ВЫЧ 407 и 408, соответственно. Аналогичные операции выполняются в левой оконечной станции в передатчике 4В с помощью блоков ВЫЧ (вычитатель) 403 и 404, соответственно. Блоки задержки 409 и 410 приемника 4А используются для того, чтобы обеспечить вычитание правильных символов, учитывая время задержки на распространение сигналов между двумя оконечными станциями.

Все несущие сигналы _c получают из генератора 207, находящегося в приемнике 4А. Несущие левой оконечной станции получают из канального сигнала путем отбора с помощью узкополосного фильтра (УПФ) 107 в передатчике 2А. Несущую для передатчика 2В правой оконечной станции также получают из канального сигнала и путем отбора с помощью УПФ 107 в передатчике 2А, но ее фаза подстраивается с помощью блока 120 фазовращателя в 2В для того, чтобы скомпенсировать задержку на распространение сигнала.

Система передачи с фильтром пиков

На фиг. 1-3 представлен весь процесс передачи информации из передающей стороны в сторону приема. Параллельные биты 1-1 - 1-n данных используются для того, чтобы для каждого символа при различных комбинациях двоичных значений битов 1-1 - 1-n данных получить конкретное значение напряжения. Аналогично, параллельные биты 1-n+1 - 1-n+m данных используются для того, чтобы получить конкретные значения, аналогичные значениям для битов 1-1 - 1-n (фиг. 2). Значение напряжения, полученное из битов 1-1 - 1-n, используется для модулирования Sin_ct, а напряжение, полученное из битов 1-n+1 - 1-n+m, используется для модулирования Cos_ct,. Эти две модулированные несущие суммируются до осуществления передачи по синхронному каналу. Полная модулированная несущая пропускается через полосовой фильтр 106, и ширина полосы частот сигнала устанавливается по точкам, соответствующим 6 дБ. Использование полосового фильтра на передающей стороне обеспечивает спектральное разделение двусторонней передачи по одному и тому же каналу. Модулированную несущую, которая является носителем битов данных от 1-1 до 1-n и от 1-n+1 до 1-n+m, получают для одного символьного периода.

Кодер ДН на приемной стороне канала принимает полную модулированную несущую + канальный шум (3-1). Этот сигнал проходит предварительную обработку в предпроцессоре (предварительном процессоре) 208 для восстановления некоторых высокочастотных компонент, которые были потеряны при полосовой фильтрации на передающей стороне. Затем обработанный сигнал передается в фильтр (200) пиков. Фильтр пиков используется в качестве шумопонижающего устройства. Фильтр пиков представляет собой полосовой фильтр с шириной полосы пропускания 1 кГц, центрированной по несущей частоте. Он используется для обработки в каждом символьном периоде полного модулированного сигнала на несущей + канального шума для того, чтобы восстановить модулированную несущую при значительно пониженном шуме. Процесс фильтрации применяется раздельно для каждого символьного периода. Выходной сигнал фильтра пиков для каждого символьного периода передается в умножители 201 и 202 для восстановления значений напряжения битов данных от 1-1 до 1-n и от 1-n+1 до 1-n+m с помощью низкочастотных фильтров 203 и 204. Выходные сигналы ДН кодера на приемной стороне представляют собой сигналы ДНх и ДНу, которые используются деревьями ДН декодирования (от 206-1 до 206-n) и (от 206-n+1 до 206-n+m), соответственно.

Полосовой фильтр пиков

Полная модулированная несущая имеет следующие характеристики:

- в каждом символьном периоде существует только один синусоидальный сигнал с фазой и амплитудой;

- в пределах символа существует очень высокая корреляция, но между соседними символами корреляции не существует;

- существует корреляция шума в пределах дискретизированных (по частоте) символьных периодов, но нет корреляции шума в пределах дискретизированного периода с шумом в другом дискретизированном периоде,

Первая из вышеприведенных характеристик означает, что фильтрация принятого, полного модулированного сигнала на несущей может быть выполнена с помощью очень узкого полосового фильтра пиков. Этот фильтр устранит большую часть канального шума.

Вторая из вышеуказанных характеристик означает, что обычный цифровой фильтр, который для генерации стабильного выходного сигнала требует корреляцию между символами, требует, чтобы ширина полосы пропускания фильтра была такой же, как и ширина полосы частот канала. Но это не приведет к снижению канального шума, и, следовательно, он не может использоваться для переноса высокой частотной полосы.

Третья характеристика используется в связи с фильтром пиков для существенного уменьшения внутрисимвольного шума и для значительного увеличения отношения сигнала к шуму на выходе фильтра пиков.

В изобретении по отношению к вышеприведенной ситуации реализуют полосовой фильтр пиков исключительно путем независимой обработки каждого символа для восстановления синусоидального сигнала и в то же время для уменьшения канального шума.

Когда эта система обрабатывает в какой-то момент времени один символ, то имеется только энергия одного импульса для того, чтобы выделить символьный импульс из энергии шума. Характеристика ошибок КОБ (коэффициент ошибок в битах) является функцией отношения сигнал/шум (S/N):

S/N=S/N_eB=ST/N_e,

где Т - символьный период, N_e - интенсивность шума и для белого шума это постоянная величина во всей полосе частот. Повторение сигнала символа не изменяет отношения сигнал/шум. Однако повторение позволяет пропускать символ через узкий полосовой фильтр. Это делает возможным собрать шум, который сильно коррелирован с шумом в символьном фильтре, в аналогичном, втором узкополосном фильтре с частотным пиком, находящимся вне полосы частот символьного периода. Шум на выходе такого второго узкополосного фильтра представляет собой синусоидальную волну, и его можно вычесть из синусоидального выходного сигнала символьного фильтра, сигнал + шум. Тогда можно записать для символа 1 МГц, например,

S_1МГц+N_1МГц-N_1,001МГц=S_1МГц+,

где шум дискретизируется на 1,001 МГц вне полосы пропускания символьного фильтра, может быть оценен как N/n, где n - число повторений сигнала или отношение ширины полосы частот канала к ширине полосы пропускания фильтра.

Фильтр пиков выполняют в двух вариантах:

- цифровой полосовой фильтр пиков;

- аналоговый полосовой фильтр пиков.

Шумоподавляющий полосовой фильтр пиков

На фиг. 7 представлена блок-схема приемной стороны декодера, который содержит фильтр 700 пиков, содержащий первый полосовой фильтр 705а пиков и второй полосовой фильтр 705и пиков. На вход каждого полосового фильтра 705А и 705В пиков подается принятая модулированная несущая X(t), которая выделена (путем стробирования) для одного символьного периода. Следовательно, например, когда частота несущей равна 1 МГц, символьный период установлен в 1 микросекунду. Принятый сигнал с шумом представляется:

X(t)= S(t)+N(t)_1МГц ширина полосы, где S(t) - модулированная несущая, a N(t) - канальный шум при ширине полосы 1 МГц.

В варианте осуществления, показанном на фиг. 7, фильтр 705А пиков настроен на частоту символа (например, 1 МГц), а фильтр 705В пиков настроен на вторую частоту (например,

1,001 МГц), заданную так, чтобы фильтр 705А пиков имел ширину полосы пропускания меньше, чем 1 кГц. (Эти числа приведены в качестве примеров только для пояснения функции фильтров). Выходной сигнал фильтра 705В, который имеет полосу пропускания равную полосе пропускания фильтра 705А, по существу представляет собой шум, в то время как выходной сигнал фильтра 705А - это сигнал символа и коррелированный шум. Очевидно, что шум в обоих фильтрах пиков в значительной степени коррелирован, в частности, с учетом автокорреляционной функции белого шума с ограниченной полосой частот, которая является эквивалентом обратного преобразования Фурье, показанного на фиг. 8. Как показано на фиг. 8, пара Фурье равна /t ... Pa(), где автокорреляционная функция 192 представляет собой функцию с временной областью определения, а функция 194 с частотной областью определения может рассматриваться как шум, имеющий частоты, ограниченные полосой частот с шириной "а" полосы частот. Хорошо известно, что функция 192 - это автокорреляция шумов равных амплитуд, ограниченных полосой Pa(). Абсцисса "t" графика с временной областью определения, в действительности, представляет собой временные разности, при которых наблюдается шум с такой характеристикой частотного спектра (который существует в течение неопределенно долгого времени). Следовательно, если шумовые временные последовательности возникают примерно в одно и то же время, то имеется по существу единичная корреляция, как показано на фиг. 8, и если два шумовых сигнала смещены по частоте в пределах одного и того же временного интервала, тогда они могут быть вычтены, поскольку корреляция между этими двумя шумами близка к единице.

В предложенном изобретении шумовые входные сигналы на двух фильтрах пиков 705А и 705В по существу одновременны по времени. Могут существовать только локальные разностные задержки порядка наносекунд. И напротив, шум, связанный с разными символами, смещен по времени на величину, равную или большую, чем ширина (длительность) битов (микросекунды). На фиг. 8 также представлено, что корреляция остается почти единичной для значительно больших временных разностей, чем наносекунды, порядка трети ширины бита. Острота фильтра и/или число повторений n определяют доступное разделение по частотам.

Следовательно, как показано на фиг. 7, для того, чтобы получить значительное увеличение отношения сигнал/шум (S/N), шумовой выходной сигнал фильтра 705В будет по существу вычитаться из выходного сигнала фильтра 705А, состоящего из сигнала плюс шума. Чем уже ширина полосы пропускания фильтров 705А и 705В пиков, тем более высоко шумоподавление. Это снижение шума является важным, поскольку оно увеличивает число уровней напряжения, которые могут использоваться, и/или существенно снижает требования на мощность сигнала, что является ключевым моментом для эффективного сжатия ширины полосы частот.

Как показано на фиг. 7, выходные сигналы фильтров 705А и 705В пиков одновременно поступают на вход соответствующих пиковых детекторов 706А и 706В. Эти выходные сигналы фильтров пиков представляют собой синусоидальные волны, имеющие одну амплитуду и фазу, пиковые значения которых детектируются в соответствующих пиковых детекторах 706А и 706В. На фиг. 7А показана подробная электрическая схема пиковых детекторов 706А и 706В; она приведена только в качестве примера выполнения таких детекторов. Первый пиковый детектор 706а состоит из резистора 900, диода 901, резистора 902 и емкости 903. Значения емкости 903 и резистора 902 выбирают так, чтобы поддерживать пиковое значение выходного сигнала детектора близким к одному значению, положительному пику сигнала в течение временного промежутка, равного одному тактовому интервалу. Тактовый сигнал 916, поступающий из схемы восстановления синхронизации 750 (фиг. 7), соединяет выход детектора с землей после сигнального интервала путем запирания ключа (коммутатора) 904 в течение промежутка времени, равного периоду сигнала (символа). Выходной сигнал детектора 706А подается через блокирующий конденсатор 906 в суммирующий усилитель, который состоит из усилителя 907, резистора обратной связи 908 и входного резистора 906. Эти элементы выполняют функцию сумматора 707, показанного на фиг. 7. Аналогично, пиковый детектор 706В состоит из диода 901А, резистора 900А, резистора 902А и емкости 903А, которые выполняют функции, идентичные функциям соответствующих элементов, описанных ранее, для обработки выходного сигнала первого фильтра пиков. Постоянная времени этой цепи также совпадает с тактированием (с синхронизацией переключения) ключа 904А. Выходной сигнал этого детектора подается на инвертирующий усилитель, состояший из конденсатора 909, входного резистора 910, усилителя 912 и резистора обратной связи 911. Как показано на фиг. 7а, эти элементы обеспечивают получение выходного сигнала, который инвертирован по фазе относительно входного сигнала. Затем этот сигнал подается на вход суммирующего усилителя 907 через конденсатор 913 и входной резистор 919. В этом случае выходные пиковые, постоянного тока (ПТ), шумовые сигналы двух фильтров, которые работают на незначительно различающихся частотах, аналогичны и они будут иметь тенденцию к уничтожению друг друга, оставляя при этом выходной сигнал, который имеет значение постоянного тока, соответствующее только пиковому сигналу.

На фиг, 7 показана схема 750 восстановления синхронизации, которая реализует, например, схему фазовой синхронизации; на ее вход подается модулированный сигнал на несущей, и из него формируется тактовый сигнал 916, выходящий из передатчика для того, чтобы управлять (включать и выключать) работой пикового детектора так, чтобы он мог работать последовательно с каждым символом.

Сигнал (символ. ), принятый в конкретный временной интервал, соответствующий длительности несжатого бита, представляет собой синусоидальную волну с конкретной фазой относительно тактовой синхронизации. Пиковые детекторы 706А и 706В будут обеспечивать выходной сигнал, равный по амплитуде пиковому значению сигнала на синусоидальном интервале, который длится до тех пор, пока он не срезается тактовым импульсом, генерируемым схемой 750 восстановления синхронизации. В результате длительность выходного импульса из суммирующего усилителя 707 представляет собой меру (характеристику) фазы сигнал символа. Счетчик 708 отмеряет эту длительность путем начала счета в момент положительного пика и прекращения счета на срезе тактового сигнала. Выходная фаза счетчика 708 - это величина, представляющая время, соответствующее углу, величина которого является входными данными для компьютера 709. Затем компьютер 709, учитывая пиковую амплитуду выходного импульса, поступающего из суммирующего усилителя 707, определяет по заранее заданной справочной таблице величину фазового угла ,, которая соответствует отсчитанному (счетчиком) числу. Компьютер также определяет соответствующие SinSin и Cos из хранящейся в памяти таблицы и умножает эти величины на значение амплитуды пикового детектора для определения ортогональных компонент ДНy и ДНх, соответственно. Значения ДНх и ДНу являются входными данными для деревьев декодирования, (от 206-1 до 206-n) и (от 206-n+1 до 206-n+m), соответственно, как здесь обсуждалось.

Метод, описанный здесь для получения ДНх и ДНу, отличается от метода получения ДНх и ДНу, как показано на фиг. 3, в котором используются умножители 201, 202 и низкочастотные фильтры 203 и 204.

Цифровой полосовой фильтр пиков

Первый и второй полосовые фильтры пиков могут быть цифровыми фильтрами с БИХ (БИХ - бесконечная импульсная характеристика) или КИХ (КИХ - конечная импульсная характеристика). Для таких фильтров требуется время для обработки сигнала, близкое к 1/(ширина полосы частот). В описанном примере варианта осуществления изобретения ширина полосы пропускания фильтра - 1 кГц, поэтому время обработки - 1 мс. Для того, чтобы поддерживать частоту ввода символов 1 МГц, потребовалось бы 1000 пар фильтров. Этого можно избежать с помощью избыточной дискретизации, которая ускоряет процесс "пиковой" фильтрации так, что он может быть осуществлен за один символьный период.

Если выборки символов, принимаемые за каждую микросекунду, запоминаются и повторяются каждую 0.01 микросекунду, синхронизация осуществляется тактовыми импульсами, тогда символы могут пройти фильтрацию за символьный интервал в 1 микросекунду. Поскольку сигнал на 1 МГц с шириной полосы частот 1 кГц для работы фильтра пиков масштабируется, эти сигналы будут иметь вид сигнала на частоте 100 МГц. Следовательно, полосовой фильтр пиков работает на частоте 100 МГц с шириной полосы пропускания 100 кГц. Этот метод называется избыточной дискретизацией.

На фиг. 9 показана работа цифрового полосового фильтра пиков с избыточной дискретизацией. Каждый символ (частота символов 1 МГц), принятый из передающего канала, стробируется (выделяется) и используется в качестве входного сигнала в полосовом фильтре пиков. Выделенный символ, хранящийся в буфере 751, повторяется в соответствии с тактовой частотой 100 МГц. То есть, на вход цифровых фильтров 752 и 752А пиков поступают повторяемые символы, которые появляются с частотой 100 МГц как символы с избыточной дискретизацией. Последний символ выходных сигналов цифровых фильтров после восстановления стабильного символа выделяется, и последний шумовой символ 752А вычитается из символа "сигнал плюс шум" в суммирующем усилителе 753 и запоминается в буфере 754. Стабильный выходной сигнал появляется в конце 1 микросекунды. Выборки в символе затем считываются из буфера 754 с частотой 1 МГц, которая является частотой приема символов из передающей стороны. Этот сигнал представляется как Y(t), как показано на фиг. 7. Y(t) используется в качестве входного сигнала для счетчика 708 и компьютера 709 для получения компонентов DVx и DVy. Работа фильтров пиков абсолютно одинаковая, как уже описано ранее, за исключением того, что шумовой фильтр 752А должен быть настроен на 1 кГц в отличие от сигнального фильтра 752.

Может быть выполнен и более простой цифровой фильтр пиков с избыточной дискретизацией, чем стандартный КИХ. Как показано на фиг. 10, он состоит из одного блока 755 задержки. Выходной сигнал блока 755 задержки складывается в сумматоре 756 с входным сигналом, так что выходной сигнал:

E_n = e_nSint+e_n-1sin(t+_o),

где _o- задержка блока 755. Этот сигнал подается назад в сумматор 757, где он складывается с входящим сигналом е. Последовательное суммирование после n итераций приводит к



где = 2f. Когда f=f₀, 2f_oo =2, величина E_n будет = n, максимальное значение, а нули будут возникать при частотах f_o/2n из f_o, которая определяет ширину полосы пропускания фильтра. Таким образом, эта система является узкополосным фильтром и работает как фильтр, показанный на фиг. 8. Фильтр, настроенный на нулевую частоту 755, будет обеспечивать вычитаемый шумовой сигнал. Этот фильтр состоит из задержки 755А и сумматоров 756А и 757А. Вычитание происходит в суммирующем усилителе 758, как показано на фиг. 10.

Требующаяся ширина полосы частот передающего канала определяется исходя из базовой частоты несжатых битов. Но дополнительные фильтры пиков могут работать на том же входном канале, благодаря чему происходит кратное увеличение коэффициента сжатия.

Аналоговый полосовой фильтр пиков

Первый и второй полосовые фильтры пиков могут быть аналоговыми полосовыми фильтрами пиков, реализующими принцип сверхрезонанса, описанный в патентной заявке США 08/518007 "Система сжатой передачи и хранения информации", поданной 22 августа 1995 г., содержание которой включено в настоящее описание посредством ссылки и заявителем которой является тот же заявитель, что и настоящего изобретения.

В варианте осуществления аналогового фильтра, показанного на фиг. 11, обновленная полная модулированная несущая выделяется (стробируется) для одного символьного периода (например, символьный период устанавливается равным 1 мкс, когда несущая частота 1 МГц). В активном режиме, когда принимается символьный импульс, схемы 805 и 806 пропускают сигналы, а схема 807 не пропускает сигналы. В активном режиме входной символьной импульс суммируется в сумматоре 801 с обратными сигналами, полученными с выхода усилителя 803, в который подаются сигналы, прошедшие через фазовый/частотный фильтр 802. Существует также внутренняя задержка 804, в первую очередь, в усилителе, который влияет на работу цепи обратный связи. Характеристики фильтра 802 даны на фиг. 12. Характеристика фильтра может быть получена из резонансной цепи, которая имеет запаздывающее фазовое смещение на частотах ниже резонансной, нулевое фазовое смещение на резонансной частоте и опережающее фазовое смещение на частотах выше резонансной. Смещение фазы линейно зависит от частоты. Усилитель 803 пропускает все частоты, обеспечивает коэффициент усиления по контуру, приблизительно равный единице, и состоит из ряда каскадов для того, чтобы гарантировать сигнал обратной связи как слагаемый в сумматоре 801. (Фаза в каждом каскаде усилителя инвертируется независимо от частоты сигнала).

Физическая задержка 804 по контуру, в первую очередь, определяется усилителем, и работа улучшается, когда она минимальна. Современные усилители имеют задержки, измеряемые в наносекундах на один каскад. Поэтому сигнал резко возрастает при селективно-частотном методе благодаря линейному изменению фазы в зависимости от частоты фильтра 802, а также благодаря тому, что задержка по контуру значительно короче, чем длительность символьного импульса. Частотная селективность увеличивается за счет множества быстрых рециркуляций n, которые происходят в течение периода импульса. Выходной сигнал фильтра - это сумма векторов, которая приводит к следующему выражению, предполагая, что амплитуды постоянны,

E = e^j(t+n) = (sin(n/2)sin(/2))e^jt,

где - фазовый сдвиг каждого фазового напряжения любой частоты за одну итерацию, а f_о - резонансная частота фильтра (центральная частота). Это выражение для Е определяет функцию переноса контура после п итераций. Сдвиг f частоты, требующийся для того, чтобы вызвать сдвиг фазы n/2 = 2 после n итераций, - равен f = 2f_o/2Qn, который получается из универсальной резонансной кривой (см. Терман. Учебник по радиотехнике, 1-е изд., с 137). Этот фазовый сдвиг первого нуля функции переноса контура, и это является разумным обоснованием для ширины полосы пропускания фильтра. Это выражение показывает, что селективность резко зависит от произведения Q на n.

На фиг. 12 показана выходная характеристика фильтра, представленного на фиг. 11, в виде функции частоты для двух значений произведения Qn. Повторяющиеся операции происходят быстро, так что фиг. 12 иллюстрирует окончательную величину конкретного импульса. Линия 851 показывает спектр входного сигнала в фильтр. Кривая, обозначенная позицией 852, - это окончательная спектральная амплитуда, задаваемая произведением Q на n, где n - повторения по контуру фильтра и n равно 30. Линия 854 - это изменение фазы при изменении частоты для того же значения произведения Q-n. Линия 853 показывает окончательный спектр, когда Qn = 100, а линия 855 показывает фазово-частотную характеристику для случая Qn = 100. Фиг.12 показывает, что сверхрезонанс будет усиливаться по мере увеличения показателей Q или n.

Этот сверхрезонансный фильтр 802, показанный на фиг. 11, также может быть использован для значительного увеличения отношения сигнала к шуму на одном символьном импульсе. Как обсуждалось ранее, сигнальный фильтр содержит шум, который не подавляется при итеративном процессе. Однако этот шум может быть существенно снижен путем использования аналогичного фильтра с центром (полосы) на близкой частоте, не содержащей символа, но находящейся в пределах передающего канала. (См. фиг. 7). Выходной сигнал этого второго фильтра является шумовым сигналом, в высокой степени коррелированным с шумом в сигнальном фильтре, и он будет по существу подавлять шум после вычитания. Процесс идентичен с ранее описанным за исключением того, что сверхрезонансный фильтр может выполнять операцию в пределах периода импульса сигнала, и при этом не требуется масштабирования частоты. Это подавляет мощность шума с коэффициентом n или более и позволяет выполнить соответствующее снижение мощности сигнала, требующейся для того, чтобы различать уровни в передаваемом сигнале, при этом эффективно улучшается практическое выполнение сжатия данных путем увеличения амплитудного диапазона уровней и путем уменьшения возможных помех от других каналов.

Преимуществом является, что фильтр выполняет выделение (уровней) без значительной задержки.

Процесс формирования сигнала может завершаться по одному из двух путей: 1) путем опрокидывания (изменения на 180^o) входной фазы символьного сигнала и 2) путем преобразования сигнала обратной связи непосредственно после символьного периода. Последний путь является предпочтительным и он будет описан. В конце активного периода схемы 805 и 806 задерживают (не пропускают) сигналы, а схема 807 пропускает сигнал в течение периода, во время которого фильтр пиков не обрабатывает никаких символов. В этот период схема 807 пропускает сигнал в инвертор 808, по-другому она не пропускает сигнал. В этом случае сформированные символьные сигналы стираются, но это приводит к потере символьного интервала. Скорость передачи данных может поддерживаться с помощью двух фильтров пиков, при этом каждый работает в чередующихся интервалах.

Выделение символьного импульса

На фиг. 13 показано, как символьные импульсы с перекрывающимися спектрами выделяются с помощью фильтра пиков. Символьные импульсы 951 одинаковы по амплитуде в течение временного периода символа несмотря на то, что они умножены на символьную синусоидальную волну. Преобразование Фурье импульсов 951 задается выражением

P_T(t-t_o)...(2sinT/)e^-jt.

Амплитуда частотных спектров импульсов по форме имеет вид Sint/, но, как показано на фиг. 13, фазовый угол линейно зависит от частоты при изменении частоты между первыми нулевыми точками и равен нулю при _o, центральной частоте спектров импульсов. Это означает, что импульсы с различными центральными частотами будут разделяться с помощью фазового/частотного фильтра 802 (фиг. 11), что подтверждено экспериментом, в котором используются фазовые разности в процессе суммирования (фиг. 12). В этом случае дополнительные каналы, содержащие символы с различными центральными частотами, близко находящимися друг от друга, не будут мешать друг другу, как показано для сигнала 953, который показывает окончательный спектр фильтра. Это напрямую увеличивает пропускную способность передающего канала в зависимости от числа символьных каналов, которые могут быть таким образом скомплектованы вместе.

Экспериментальные результаты

Эксперименты проводились в двух частях для демонстрации подтверждения концепции полной системы. Первая часть - для демонстрации системы кодирования ДН с использованием моделирования на компьютере в режиме реального времени. Вторая часть - демонстрация работы фильтра, подавляющего шум фильтра пиков в аппаратном обеспечении.

Экспериментальные результаты для системы кодирования ДН

Система кодирования ДН, которая состоит из кодера ДН на передающей стороне, а также декодера ДН и дерева декодирования ДН на приемной стороне, моделировалась и тестировалась с использованием смоделированной телефонной скрученной пары (ТСП) AWG#26 длиной 12,000 футов (3.6 км). Поскольку с помощью компьютерного моделирования затруднительно представить двухстороннюю передачу, то для выполнения оценки проводилось моделирование передачи в одном направлении.

Моделирование ТСП было основано на использовании опубликованных значений параметров ТСП и на масштабировании значений для получения приемлемых на практике в телефонных системах значений импеданса и мощности уровней. Эти значения были получены из специальной литературы. Импедансы были согласованы в соответствии с современной практикой телефонии, а все мощности и уровни напряжения были масштабированы аналогичным образом.

Входные данные для системы были получены из генераторов случайных чисел двухрядных (параллельных) последовательностей и из черно-белых и цветных изображений. Демонстрационная система показана на фиг. 14. Все данные и элементы изображений точно были восстановлены в приемной стороне. Один символ с шириной полосы частот 1 МГц использовался для передачи 16 битов данных пользователя.

Моделирование имело ограничение, которое тесно связано с моделированием частоты дискретизации несущей символа. Очень важно, чтобы не были связаны частота дискретизации несущей и частота дискретизации для фильтра пиков для того, чтобы увидеть влияние фильтра пиков на подавление шума, поскольку моделирование не позволяет выполнить два фильтра пиков, работающих на очень близких друг к другу центральных частотах, как это было сделано в аппаратном обеспечении.

Это ограничение подтолкнуло к разработке аппаратного обеспечения, реализующего фильтр пиков для подавления шума для того, чтобы продемонстрировать проверку (подтверждение) концепции подавления шума. Но программное моделирование продемонстрировало эффективность передачи до 16 Мбит/с при частоте символов 1 МГц.

Экспериментальная демонстрация подавления шума

Методика подавления шума, описанная выше со ссылками на фиг. 7 и 7а, была продемонстрирована с помощью тестовой схемы, показанной на фиг. 15, а полученные результаты показаны на фиг. 16а - 16d. Как показано на фиг. 15, генератор 1000 (Fluke 6060) синусоидальной волны использовался для генерации сигнала на несущей (ВЧ сигнала), и этот сигнал модулировался в 1001 импульсными сигналами, управляемыми цифровыми тактовыми импульсами. Несущая частота была 26777 кГц и имела величину -20 дбм. Генератор белого шума 1002 (NoiseCom), который генерирует полосу частот 30 МГц белого шума, имеющего максимальную мощность 13.2 дбм, использовался для обеспечения регулируемых уровней шума. Генерированный шумовой сигнал суммировался линейно с сигналом на несущей в суммирующем усилителе 1003. Осциллограф 1007 и спектральный анализатор 1008 (HP 4270) подсоединялись на входе, при этом наиболее низкий измеряемый уровень выходного сигнала, который измерялся спектральным анализатором 1008, был -83 дбм, когда отсутствовала несущая или шум. Оборудование, на котором проводилась проверка, было описано со ссылкой на фиг. 7, модулированный сигнал на несущей (ВЧ сигнал) плюс шум составляют входной сигнал для первого аналогового фильтра 1004А пиков, а 1005А - это его тактируемый пиковый детектор. Второй фильтр 1004В пиков и пиковый детектор 1005В, несущие только шум, смещены на 3000 Гц от фильтра 1005А пиков. Ширина полос пропускания фильтров была приблизительно 30 Гц. Вычитатель 1006 линейно вычитал шумовой сигнал из сигнала первого фильтра. Стандартный осциллограф 1009 на 100 МГц использовался для изучения выходного сигнала линейного вычитателя.

На фиг. 16а показан частотный спектр, полученный из спектрального анализатора 1008, для входного модулированного сигнала на несущей без шума. Дисплей анализатора 1008, показанный на фиг. 16а, показывает сигнал -20 дбм с центральной частотой на 25,667 Гц с двумя боковыми полосами, отстоящими примерно на 12,5 кГц, и без вносимого шума. Внутренний минимальный уровень шума -83 дбм. Верхний сигнал 995, показанный сверху фиг. 16b - это входной сигнал для приемника во временной области без вносимого шума. Нижний сигнал 996, показанный внизу на фиг. 16b - это детектированный выходной сигнал после пикового детектирования и подавления шума. Входной сигнал, проиллюстрированный на фиг. 16b, получен с осциллографа 1007 (фиг. 15), работающего в режиме: 10 мВ/дел. по оси "у" и 20 мс/дел. по оси "х". Выходной сигнал приемника был получен с осциллографа 1009.

На фиг. 16с показан частотный спектр входного модулированного сигнала на несущей с вносимым шумом 30 дб. Как можно заметить, мощность шума выше, чем мощность модулированной несущей. Отношение S/N приблизительно -3 дб. Выходной сигнал после подавления шума в вычитателе 1006, и измеренный осциллографом 1009, показан на фиг. 16d. Как можно заметить, выходной сигнал 998 приемника, показанный внизу на фиг. 16d, многократно прерываемый, несмотря на то, что входной сигнал 999, показанный сверху фиг. 16d, содержит вносимый шум 30 Дб.

Описанный здесь метод делает возможным осуществлять прием нескольких сигналов, при этом требуется ширина полосы частотного канала, определяемая исходя из скорости передачи информационных битов, т.е. скорости передачи символов или временной частоты, с которой информация дискретизируется, как показано на фиг. 16d. Однако демодулятор сигнала занимает очень узкую ширину полосы частот, такую же как боковые полосы, так что несколько таких сигналов, смещенных по частотам, могут занимать одну и ту же ширину полосы частот, отличаясь по занимаемой части ширины полосы частотного канала (как описано в вышеупомянутой патентной заявке США No 08/518007). В действительности это дополнительно увеличивает сжатие ширины полосы частот системы путем увеличения пропускной способности передающего тракта с ограниченной полосой частот.

Вышеприведенное описание изобретения является иллюстративным и поясняющим его; различные изменения в размере, форме и материалах, а также в деталях представленной конструкции могут быть сделаны в пределах объема прилагаемой формулы без выхода за рамки сущности изобретения.