устройство для компенсации фазового сдвига в цепи обратной связи усилителя мощности (варианты)

Формула изобретения

1. Устройство для компенсации фазового сдвига в цепи обратной связи усилителя мощности с ортогональной обратной связью в оконечной ступени передатчика, содержащее средства квадратурной модуляции комплексного разностного сигнала, равного разности между комплексным входным сигналом и соответствующим комплексным сигналом обратной связи, комплексным модулирующим сигналом для формирования модулированного вещественного первого сигнала и средства квадратурной демодуляции вещественного второго сигнала, зависящего от выходного сигнала усилителя мощности, комплексным демодулирующим сигналом для формирования комплексного сигнала обратной связи, средства определения меры фазового сдвига для получения меры фазового сдвига цепи обратной связи и средства сдвига фазы одного из указанных комплексных модулирующего, демодулирующего, разностного сигналов и сигнала обратной связи на величину, компенсирующую указанный фазовый сдвиг, отличающееся тем, что средства определения меры фазового сдвига предназначены для определения меры фазового сдвига между квадратурным первым сигналом и вторым сигналом.

2. Устройство для компенсации фазового сдвига в цепи обратной связи усилителя мощности с ортогональной обратной связью в оконечной ступени передатчика, содержащее средства квадратурной модуляции комплексного разностного сигнала, равного разности между комплексным входным сигналом и соответствующим комплексным сигналом обратной связи, комплексным модулирующим сигналом для формирования модулированного вещественного первого сигнала и средства квадратурной демодуляции модулированного вещественного второго сигнала, зависящего от выходного сигнала усилителя мощности, комплексным демодулирующим сигналом для формирования комплексного сигнала обратной связи, средства определения меры фазового сдвига и средства сдвига фазы одного из указанных комплексных модулирующего, демодулирующего, разностного сигналов и сигнала обратной связи на величину, компенсирующую указанный фазовый сдвиг, отличающееся тем, что средства определения меры фазового сдвига предназначены для определения меры фазового сдвига между комплексным разностным сигналом и комплексным сигналом обратной связи.

3. Устройство по п.1 или 2, отличающееся тем, что средства сдвига фазы содержат два аналоговых перемножителя для перемножения вещественной и мнимой частей комплексного выходного сигнала средств определения меры фазового сдвига соответственно с вещественной и мнимой частями модулирующего сигнала и фильтр Гилберта для разделения суммы выходных сигналов перемножителей на I и Q составляющие.

4. Устройство по п.1 или 3, отличающееся тем, что средства определения меры фазового сдвига содержат фильтр Гилберта для разделения первого/второго сигнала на I и Q составляющие, два аналоговых перемножителя для перемножения I и Q составляющих соответственно с вторым/первым сигналом и два фильтра нижних частот для выделения нижних частот из выходного сигнала указанных соответствующих умножителей с формированием комплексного выходного сигнала, содержащего указанную меру фазового сдвига цепи обратной связи.

5. Устройство по одному из пп.1 - 4, отличающееся тем, что указанный модулирующий сигнал содержит сигнал промежуточной частоты.

6. Устройство по одному из пп.1 - 4, отличающееся тем, что указанный модулирующий сигнал содержит сигнал высокой частоты.

7. Устройство по одному из пп.1 - 6, отличающееся тем, что оно выполнено в виде интегральной схемы.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к устройству для компенсации фазового сдвига в цепи обратной связи усилителя с ортогональной обратной связью в оконечной ступени радиопередатчика с помощью квадратурных сигналов - входного сигнала и сигнала обратной связи.

В устройствах с ортогональной обратной связью входные квадратурные сигналы I и Q сравниваются с квадратурными сигналами обратной связи. Чтобы система с обратной связью работала устойчиво, необходимо, чтобы квадратурные сигналы обратной связи были приблизительно в фазе с входными квадратурными сигналами, когда цепь обратной связи замкнута. Из-за того, что сигнал в цепи обратной связи получает фазовый сигнал, это условие не всегда выполняется. Поэтому обычно синфазности указанных добиваются путем компенсации фазового сдвига в цепи обратной связи. Обычный способ определения этого фазового сдвига, создаваемого цепью обратной связи, заключается в том, что цепь обратной связи разрывается и измеряются входные квадратурные сигналы I, Q и квадратурные сигналы обратной связи, после чего измеренные величины преобразуются из аналоговой в цифровую форму, вычисляется фазовое рассогласование, которое после обратного, цифроаналогового преобразования подается на управляемый напряжением фазовращатель. Кроме аналого-цифрового и цифро-аналогового преобразований и расчета на ЭВМ этот способ требует электрических схем для размыкания и замыкания цепи обратной связи.

В патенте США N 5066922 (кл. H 03 F 1/26, опубл. 19.11.91, фиг. 1, 2, 5) описано устройство для компенсации фазового сдвига в цепи обратной связи усилителя мощности с ортогональной обратной связью в оконечной ступени передатчика, содержащее средство квадратурной модуляции комплексного разностного сигнала, равного разности между комплексным входным сигналом и соответствующим комплексным сигналом обратной связи, комплексным модулирующим сигналом для формирования модулированного вещественного первого сигнала и средства квадратурной демодуляции вещественного второго сигнала, зависящего от выходного сигнала усилителя мощности, комплексным демодулирующим сигналом для формирования комплексного сигнала обратной связи, средства определения меры фазового сдвига для получения меры фазового сдвига цепи обратной связи и средства сдвига фазы одного из указанных комплексных модулирующего, демодулирующего, разностного сигналов и сигнала обратной связи на величину, компенсирующую указанный фазовый сдвиг. Однако такое устройство не всегда удобно в изготовлении.

Целью изобретения является создание устройства, в котором можно измерять и регулировать фазовый сдвиг в цепи обратной связи и которое легко можно выполнить как в аналоговом, так и в цифровом виде, предпочтительно в виде интегральной микросхемы.

Указанная цель достигается тем, что в устройстве для компенсации фазового сдвига в цепи обратной связи усилителя мощности с ортогональной обратной связью в оконечной ступени передатчика, содержащем средства для квадратурной модуляции комплексного разностного сигнала, равного разности между комплексным входным сигналом и соответствующим комплексным сигналом обратной связи комплексным модулирующим сигналом для формирования модулированного вещественного первого сигнала и средства квадратурной демодуляции выходного сигнала усилителя мощности, зависящего от модулированного вещественного второго сигнала комплексным демодулирующим сигналом для формирования комплексного сигнала обратной связи, согласно изобретению предусмотрены средства определения меры фазового сдвига первым сигналом и вторым сигналом и между квадратурной составляющей первого/второго сигнала и вторым/первым сигналом для получения меры фазового сдвига цепи обратной связи и средства сдвига фазы одного из указанных комплексных сигналов: модулирующего сигнала, разностного сигнала и сигнала обратной связи на величину, компенсирующую полученный фазовый сдвиг цепи обратной связи.

Согласно другому варианту изобретения устройство содержит средства определения меры фазового сдвига между комплексным разностным сигналом и комплексным сигналом обратной связи и средства сдвига фазы одного из указанных комплексных сигналов: модулирующего сигнала, демодулирующего сигнала и сигнала обратной связи на величину, компенсирующую указанный фазовый сдвиг между комплексным разностным сигналом и комплексным сигналом обратной связи.

Фиг. 1 изображена оконечная ступень с ортогональной обратной связью в радиопередатчике, снабженная выполненным в соответствии с предпочтительным вариантом изобретения устройством для компенсации фазового сдвига в цепи обратной связи оконечной ступени: на фиг.2 изображена более подробно блок-схема фазового детектора и фазовращателя, показанных на фиг.1.

На фиг .1 изображена оконечная ступень радиопередатчика с ортогональной обратной связью. Для облегчения описания работы устройства блоки 36,38,40 сначала не рассматриваются. Квадратурные сигналы I и Q поступают на компараторы 10 и 12 соответственно. Выходные сигналы I_E и Q_E этих компараторов через фильтры 14, 16 нижних частот, пропускающие модулирующую частоту, поступают на перемножители 18, 20 соответственно. В перемножителе 18 выходной сигнал фильтра 14 перемножается с сигналом IF промежуточной частоты, например, порядка 10-500 МГц. В перемножителе 20 выходной сигнал фильтра 16 перемножается с сигналом IF промежуточной частоты, сдвинутой по фазе 90^o в блоке 22 сдвига фазы. Выходные сигналы перемножителей 18, 20 складываются и подаются через усилитель 24 с переменным коэффициентом усиления (он может отсутствовать в схеме) на перемножитель 26, в котором смешивается с сигналом RF высокой частоты (порядка 900 МГц) для образования несущей частоты. Выходной сигнал перемножителя 26 поступает на усилитель УМ мощности оконечной ступени радиопередатчика. Выходной сигнал усилителя УМ непосредственно или через фильтр подается на антенну.

Для организации обратной связи часть выходного сигнала усилителя УМ мощности подается на перемножитель 28, в котором осуществляется его смешивание с высокочастотным сигналом RF для понижения частоты до промежуточной частоты. С выхода перемножителя 28 сигнал промежуточной частоты через усилитель 30 с переменным коэффициентом усиления (который может отсутствовать в схеме) поступает на два перемножителя 32, 34. В перемножителе 32 он перемножается с сигналом IF промежуточной частоты для образования первого квадратурного сигнала I_F обратной связи. В перемножителе 34 сигнал с выхода усилителя 30 перемножается с сигналом IF промежуточной частоты, сдвинутым на 90^o по фазе в блоке 22 сдвига фазы, для образования второго квадратурного сигнала Q_F обратной связи. Эти два сигнала I_F и Q_F поступают на вторые входы соответствующих компараторов 10,12.

В описанной выше схеме пока что учитывалось, что квадратурные сигналы I_F и Q_F обратной связи получают в цепи обратной связи фазовый сдвиг . Этот фазовый сдвиг предпочтительно обнаруживается фазовым детектором 36 в тракте промежуточной частоты оконечной ступени. Для компенсации фазового сдвига предусмотрен фазовращатель 38, который вводит компенсирующий фазовый сдвиг, равный - - , перед модуляцией в перемножителях 18, 20.

Полученный в результате смешения выходной сигнал IFЕ перемножителей 18, 20, поступающий на один из входов фазового детектора 36, определяется формулой

IFE = I_Ecos(t) + Q_Esin(t) ,

где

- угловая частота сигнала IF промежуточной частоты.

Сигнал IFE обратной связи, поступающий на другой вход фазового детектора 36, определяется формулой

IFF = I_Ecos(t+) + Q_Esin(t+) ,

где

- фазовый сдвиг, который необходимо определить.

Для нахождения в фазовом детекторе 36 формируется квадратурный сигнал для сигнала IFE. Этот сигнал определяется формулой:

IFEQ = -I_Esin(t) + Q_Ecos(t) .

После этого в фазовом детекторе 36 каждый из сигналов IFE и IFEQ перемножается с сигналом IFE. Для произведения IFE IFF получаем:

.

Аналогичным образом для произведения IFEQ IFF имеем:

.

Путем фильтрации по нижним частотам в этих сигналах подавляются переменные составляющие и остаются только постоянные составляющие, которые равны:

,

I и Q определяют фазовое рассогласование (в соответствии с уравнением . Вычисленный сдвиг фазы, представленный сигналами I, Q используется в фазовращателе 38 для комплексного поворота фазы выходных сигналов с блока 22 фазового разнесения на угол -. Этот принцип называется прямой связью.

Теперь подробнее рассмотрим вариант выполнения фазового детектора 36 и фазовращателя 38 в соответствии с фиг.2. Сигнал IFE поступает на блок 200 фазового разнесения, например, фильтр Гилберта. В аналоговых перемножителях 202, 204, которые, например, могут содержать смесители Джилберта, разнесенные по фазе сигналы перемножаются с сигналом IFE. Полученные в результате умножения сигналы подаются на фильтры 206, 208 нижних частот для формирования в соответствии с вышеприведенными уравнениями вектора I, Q фазового рассогласования. В двух последующих аналоговых перемножителях 210, 212, например, смесителях Джилберта, составляющие I и Q вектора рассогласования перемножаются с выходными сигналами блока 22 фазового разнесения. После этого выходные сигналы перемножителей 210, 212 складываются и суммарный сигнал разделяется в следующем блоке 214 фазового разнесения, например фильтре Гилберта. Выходной сигнал блока 214 фазового разнесения образует комплексный скорректированный по фазе входной сигнал для перемножителей 18, 20. Фазовый детектор можно рассматривать как ограничитель с резким порогом ограничения, т. е. такой, который подавляет информацию, соответствующую амплитуде, и выделяет информацию, соответствующую фазе.

При включении системы цепь обратной связи разрывается ключом 40 (см.фиг. 1), После этого определяется начальное значение . На этой измерительной стадии фазовращатель 38 получает начальное значение I=1 и Q=0 (возможны и другие значения, единственное условие состоит в том, что I² + Q² 0) . На этой начальной стадии можно также изменить постоянные времени фазового детектора с тем, чтобы уменьшить время изменения фазы при переходном процессе. Когда начальное значение будет определено, ключ 40 вновь замыкает цепь обратной связи. При этом сигналы на входе фазовращателя 38 изменяются, принимая реально обнаруженные значения. Одновременно с этим постоянные времени фазового детектора 36 возвращается к своим нормальным значением. После этого система работает в устойчивом режиме и больше не требует разрыва цепи обратной связи. Эта процедура выполняется при каждом включении радиопередатчика.

Преимуществом описанного варианта выполнения изобретения является очень малое время настройки, примерно 50 нс при точности определения фазового угла приблизительно 2^o. Это обусловлено, в частности, соотношением = tan^-1(Q/I) которое дает правильный результат и для малых значений отношения Q/I. . По этой причине представляется возможным вообще отказаться от вышеописанной начальной процедуры.

Один из предпочтительных вариантов выполнения содержит схему, в которой фазовращатель 38 меняет фазу комплексного сигнала, поступающего на демодулятор 32,34, вместо фазы комплексного сигнала, подаваемого на модулятор 18,20. Однако одним из недостатков этого варианта является то, что демодулятор более чувствителен к шумам и фазовым рассогласованиям.

В других вариантах фазовращатель 38 может корректировать фазы сигналов I_E, Q_E и I_F, Q_F. Однако это требует применения фазовращателя с перекрестными связями.

Возможен вариант выполнения изобретения, в котором и фазовое детектирование, и фазовая коррекция выполняются в полосе частот модулирующего сигнала. В этом случае фазовый сдвиг I_E, Q_E и I_F измеряется непосредственно в этой полосе. Это осуществляется посредством комплексного перемножения этих двух сигналов с последующей фильтрацией фильтром нижних частот комплексного выходного сигнала. Коррекцию фазы в этом случае можно выполнить с помощью управляемых напряжением усилителей, либо сразу после фильтров нижних частот, пропускающих модулирующую частоту, либо на входе компараторов. При этом требуется фазовращатель с перекрестными связями. Недостаток этого варианта по сравнению с предпочтительным, показанным на фиг.1 и 2, состоит в том, что время настройки возрастает от примерно 50 нс до нескольких миллисекунд. Это объясняется тем, что частоты модулирующего сигнала лежат значительно ниже промежуточной частоты, так что суммарные частоты, которые нужно отфильтровать, становятся очень малыми.

Преимущество описанных решений состоит в том, что все они могут быть выполнены в виде интегральных схем.

Специалисту в данной области должно быть очевидно, что изобретение допускает различие модификации и изменения без отклонения от его объема, определяемого формулой изобретения. Например, изобретение может быть реализовано в ВЧ - диапазоне, если в передатчике отсутствует тракт промежуточной частоты.