адаптивная антенная решетка

Формула изобретения

Адаптивная антенная решетка, содержащая N излучателей, N смесителей, сумматор и N каналов управления, каждый из которых состоит из последовательно соединенных корреляционного смесителя, усилителя и фильтра низкой частоты, а также блок алгебраического сложения, суммирующий вход которого является входом сигнала управления неадаптированной диаграммой направленности, отличающаяся тем, что в каждом канале управления между фильтром низкой частоты и вычитающим входом блока алгебраического сложения последовательно включены фазовый детектор, блок, преобразующий входной сигнал по закону функции cos, и перемножитель, а также блок определения амплитуды весового коэффициента, вход которого подключен к выходу фильтра низкой частоты, выход к второму входу перемножителя, а второй вход фазового детектора является входом сигнала управления неадаптивной диаграммой направленности.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к антенной технике, в частности к адаптивным антенным решеткам (ААР), и может быть использовано в составе радиотехнических систем, функционирующих в условиях воздействия преднамеренных помех.

Известны ААР, состоящие из многоэлементной антенной решетки и адаптивного, работающего в реальном масштабе времени процессора, выполняющего автоматическую подстройку диаграммы направленности для повышения эффективности приема полезного сигнала при воздействии помех [1-3]

Наиболее близкой по техническому исполнению к предложенной ААР является ААР Хауэлса Аппельбаума [1, рис. 5. 17, с. 202] Последняя содержит N излучателей, N каналов управления и сумматор. В состав каждого канала управления входят последовательно соединенные корреляционный смеситель, усилитель, фильтр низкой частоты (ФНЧ) и устройство алгебраического сложения.

Недостатком известных ААР является смещение и искажение главного максимума диаграммы направленности (ДН) по окончании процесса формирования "нуля" ДН в направлении действия помехи. Указанные эффекты в радиолокационных системах приводят к смещению равносигнального направления и, как следствие, снижению точности измерения угловых координат [1-3]

Заявляемое изобретение направлено на решение задачи снижения искажений главного максимума ДН ААР при формировании "нулей" ДН и уменьшения уходов главного максимума ДН.

Решение подобной задачи возможно в том случае, если в ААР, содержащую N излучателей, N смесителей, сумматор и N каналов управления, каждый из которых состоит из последовательно соединенных корреляционного смесителя, усилителя и ФНЧ, а также блока алгебраического сложения, в каждом канале управления введены между ФНЧ и блоком алгебраического сложения последовательно включенные фазовый детектор (ФД), блок, преобразующий входной сигнал по закону функции cos, и перемножитель, а также блок определения амплитуды весового коэффициента, вход которого подключен к выходу ФНЧ, выход к второму входу перемножителя, а на второй вход фазового детектора, как и на суммирующий вход блока алгебраического сложения, подан сигнал управления неадаптированной ДН.

На фиг. 1 приведена функциональная схема предложенной ААР; на фиг. 2 показан вариант выполнения блока формирования функции cos.

ААР содержит, как и в [1, c. 202] последовательно соединенные N излучателей 1 и N смесителей 2. Выходы последних подключены ко входам сумматора 3. Вторые входы смесителей 2 связаны с каналами управления, каждый из которых содержит последовательно соединенные корреляционный смеситель 4, усилитель 5, ФНЧ 6, ФД 7, блок 8, преобразующий входной сигнал по закону функции cos, перемножитель 9 и блок алгебраического сложения 10. Блоки 7 и 9 являются типовыми, а примеры их выполнения описаны в технической литературе (в частности, в [4] на рис. 4.3 аналоговый перемножитель, на рис. 5.25 - фазовый детектор). К типовым относится и блок 8 формирования функции cos входного сигнала. На фиг. 2 показан вариант выполнения этого блока, содержащий последовательно соединенные аналоговые перемножители 12 и 13 и блок алгебраического сложения 14, вычитающий вход которого подключен к выходу перемножителя 13, а на суммирующий вход подается постоянное напряжение уровня b₁. На второй вход перемножителя 13 подается постоянное напряжение уровня b₂, а первый и второй входы перемножителя 12 являются входом блока, 8 на который подается сигнал, пропорциональный . С помощью блока 8 производится формирование функции cos в соответствии с выражением

cos = b₁+ b₂²,

где b₁ 0,998; b₂ 0,293 [5, с. 187] Кроме указанных выше блоков, в состав каждого канала управления входит блок 11 определения амплитуды весового коэффициента, относящегося к типовым элементам [см. 4, рис.5.26] Вход блока 11 подключен к выходу ФНЧ 6, а выход ко второму входу перемножителя 9. На второй (суммирующий) вход блока алгебраического сложения 10 и второй вход ФД 7 подается сигнал управления неадаптированной (исходной) ДН. Выход блока 10 соединен со вторым входом смесителя 2_n.

Работа устройства организована следующим образом.

В адаптивной антенной решетке амплитудно-фазовое распределение (АФР) определяется двумя составляющими . Первое слагаемое определяет исходную (неадаптированную) ДН, а второе вырабатывается в результате функционирования контура адаптации под воздействием помех и обеспечивает формирование "нулей" в направлении источников помех. При этом для случая, например, одной помехи отношение сигнал/(помеха + шум) Q₀ и ДН F определяются выражениями



F(u) F₀(u) - v₁F₀(u₁)f₁(u)/(1+v₁N), (2)

где F₀ исходная ДН;

F₀(u) exp[i(N-1)u/2] sin(Nu/2)/sin(u/2); (3)



f₁ exp[i(N-1)(u-u₁)/2] sin[N(u-u₁)/2]/sin[(u-u₁)/2]

d расстояние между излучателями;

длина волны;

q_s направление ориентации главного максимума ДН;

v₁, ₁ мощность и направление прихода помехового сигнала соответственно;

M ковариационная матрица помех.

При воздействии помехи функционирование блоков 1-6, 10 предложенной ААР не отличается от функционирования аналогичных блоков известного устройства [1, c. 202] На выходе блока 6 n-го канала вырабатывается сигнал, соответствующий оптимальному значению весового коэффициента в данном канале. Указанный сигнал подается на вход ФД 7, на второй вход которого поступает сигнал , в результате чего на вход блока 8 подается сигнал, пропорциональный _n, т. е. равный разности фаз входных сигналов в n-м канале. Таким образом, на выходе блока перемножения 9 формируется весовой коэффициент W⁽ⁿ⁾= 2W⁽₂ⁿ⁾cos_n или, что то же самое, (* знак комплексного сопряжения).

Если проанализировать соотношения (2) и (3), то можно заметить, что в координатах u исходная ДН F₀(u) является симметричной, т.е. и . Для адаптированной ДН F(u) ААР [1, с. 202] указанные соотношения не выполняются. Однако замена приводит к тому, что провал формируется симметрично относительно главного максимума, что позволяет снизить искажение ДН и сохранить ее симметрию. Формирование такого вектора весовых коэффициентов, как следует из (1), практически не приводит к снижению отношения сигнал/(помеха + шум) [1]

Для оценки изменения крутизны равносигнального направления рассмотрим 8-элементную ААР. Помеха действует по первому боковому лепестку. В этом случае изменение крутизны в равносигнальном направлении (на уровне 0,5 по мощности) в ААР Хауэлса-Аппельбаума составит 30% а в предлагаемой только 4% Следовательно, предлагаемая ААР позволяет сохранить параметры главного максимума ДН после формирования "нулей" в направлении помех.

Таким образом, получаемый технический результат, достигаемый в результате изменения каждого из каналов управления ААР путем введения между ФНЧ и вычитающим входом блока алгебраического сложения последовательно соединенных фазового детектора, блока, преобразующего входной сигнал по закону функции cos, и перемножителя, а также введения блока определения амплитуды весового коэффициента, заключается в уменьшении смещения ДН ААР и искажений ее главного максимума при формировании "нулей" в направлении помехи.