способ оптимального обнаружения импульсных сигналов с немодулированной несущей частотой

Формула изобретения

Способ оптимального обнаружения импульсных сигналов с немодулированной несущей частотой, при котором принимают сигнал, оптимально или квазиоптимально фильтруют, выделяют огибающую, сравнивают с пороговым уровнем и по превышении порогового уровня обнаруживают сигнал, отличающийся тем, что перед квазиоптимальной фильтрацией обеспечивают избыточную полосу пропускания F приемника по сравнению с шириной основного спектра импульсного сигнала длительностью _и, где F 10/_и, принятый сигнал задерживают на время _к = _и при выполнении условия f_cк= d 1/2, где d целое число; f_с несущая частота сигнала, суммируют незадержанный и задержанный сигналы с последующей фильтрацией в квазиоптимальном фильтре, полоса пропускания F_к которого удовлетворяет условию F_к 1/_и, а центральная частота f_p f_c, при этом операции задержки и суммирования последовательно повторяют раз, где g>11>е

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к радиотехнике, может быть использовано в радиолокации и в некоторых других системах радиосвязи.

Известны способы оптимального обнаружения сигналов, основанные на операциях оптимальной линейной фильтрации (ОЛФ) или той или иной корреляционной обработки. В результате этих операций обеспечивается наибольшее отношение сигнал/шум (ОСШ), а отсюда наилучшее качество обнаружения сигналов по тому или иному вероятностному критерию или приема сообщения (с наименьшей ошибкой). При более высоком ОСШ обеспечивается более высокая точность (меньшая ошибка) измерения некоторых параметров сигнала.

Согласно теории ОЛФ АЧХ оптимального фильтра (ОФ) для полностью известного сигнала на фоне стационарного шума и ОСШ на выходе ОФ определяется соотношениями

Здесь S(i), S^*(i) соответственно спектр и комплексно-сопряженный спектр сигнала; двухсторонняя спектральная плотность (СП) входного шума; t₀ момент возникновения максимального напряжения на выходе ОФ. Выражения (1) и (2) справедливы и для более сложных видов сигнала со случайным временем запаздывания, случайной амплитудой. В последнем случае в (1) и (2) учитывается среднее значение амплитуды сигнала; величина ОСШ усредняется . В случае белого шума с СП (N₀ односторонняя СП) ОФ с АЧХ является согласованным фильтром (СФ) со спектром сигнала. При этом ОСШ определяется как параметр обнаружения, равный

где E энергия сигнала. Приведенные выражения (1) и (2) распространяются на любую флюктуационную стационарную помеху, в том числе и пассивную, которая в определенных ограниченных интервалах времени может считаться условно стационарной.

В современных условиях все возрастающих уровней помех и требований увеличения дальности действия все труднее обеспечить требуемую величину q². По сути в ряде применений средств связи технические возможности уже ограничены из-за невозможности создания передатчиков и антенно -фидерных устройств на большой уровень энергии и тем более пиковой мощности излучаемого сигнала, массо-габаритных ограничений и так далее. В случае пассивной помехи также имеются ограничения по выделению сигнала из-за ряда технических (аппаратурных) причин. Поэтому повышение помехоустойчивости (ПУ) за счет более эффективной обработки сигналов при их обнаружении (приеме) является целесообразным и актуальным.

В данном способе оптимального обнаружения импульсных сигналов, основанном на корректных операциях обработки сигналов при их приеме, в том числе известных операций, до проведения классической операции ОЛФ проводят дополнительную фильтрацию (ДФ), которая преобразует форму огибающей входного сигнала, превращая его в более сложный сигнал на той же несущей частоте ( f_c), состоящий из двух или более практически разделенных во времени частных рабочих сигналов. При этом ДФ обеспечивает провал-шумовую "яму" в спектральной плотности шума (СП) n() вокруг частоты f_c. Поэтому последующий традиционный оптимальный фильтр (ОФ), выполненный на основе классической ОЛФ, благодаря "яме" в СП шума (на входе) обеспечивает на своем выходе резкое увеличение отношения сигнал/шум (ОСШ) по сравнению с таковым при традиционной ОЛФ, т.е. без применения указанного ДФ. Применение ДФ может быть многократным, что углубляет и расширяет шумовую "яму".

Такие изменения форм огибающей сигнала и СП шума (с помощью ДФ) достигаются за счет проведения операций задержки исходного сигнала с прямоугольной огибающей длительностью t_и на величину _к=_и и последующего суммирования незадержанного и задержанного сигналов. Устройство, с помощью которого осуществляются такие операции является частным случаем так называемого гребенчатого фильтра (ГФ), АЧХ которого имеет известную гребенчатую форму. Т.е. за счет применения дополнительного фильтра (ДФ; перед ОФ), которым в данном конкретном случае и является идеальный ГФ без амплитудных и фазовых искажений в устройстве задержки (ЛЗ) и сумматоре ГФ. При этом ЛЗ выполняется условие

f_cк=d 1/2 (4)

где _к=_и величина задержки в ЛЗ;

d целое число.

Полоса приемника и цепей ГФ выбирается избыточной порядка F 10/_и, что не ухудшает конечный результат из-за применения затем в качестве квазиоптимального фильтра с полосой F_к 1/_и.

В результате прохождения входного сигнала через ДФ-ГФ на его выходе (в сумматоре) суммируются входной сигнал длительностью _и и он же задержанный на интервал _к=_и, но с начальной фазой, отличающийся от фазы конца первого (незадержанного) сигнала на =. Т.е. на стыке обоих сигналов происходит скачок фазы на 180^o, что делает их максимально некогерентными - антикогерентными. Это положение вытекает из условия (4). Благодаря этому условию АЧХ ГФ имеет нулевую "яму" на частоте сигнала. При обеспечении равенства дисперсий суммируемых шумов в ГФ (и СП) СП шума на выходе будет

n()=4n()cos²_к/2 (5),

n() односторонняя СП входного шума. Обозначая w=-_c, выражение (5) можно записать и в виде

n(f)=4n(f)sin²f_к (5a)

Выходные сигналы и шум ГФ далее подвергают традиционной ОЛФ. Т.к. оба антикогерентных сигнала на выходе ДФ-ГФ разделены интервалом _к=_к, а СП стационарного шума с "ямой" действуют постоянно во времени и, естественно, последующая схема обнаружения сигналов "не знает", что вслед за первым сигналом на нее поступит или не поступит второй сигнал (в данном случае антикогерентный со скачком фазы на = ), то процесс обнаружения определяется первым раздельным сигналом и шумом (на выходе ГФ) с СП n(f), что соответствует причинно-следственному принципу обнаружения сигналов во времени. Естественно, это начинается с операции оптимальной фильтрации упомянутых сигнала и шума. Однако традиционная теория ОЛФ возможность такого разделения сигналов не учитывает она учитывает всю совокупность преобразованного ДФ сигнала, т.е. спектр всего сигнала на выходе ДФ, в котором, естественно, будет та же спектральная "яма", что и в СП шума (5а).

Итак, для определения АЧХ ОФ_p и ОСШ r на выходе оптимального фильтра (ОФ_p) нужно по традиционной методике учитывать спектр раздельного сигнала S_p(i w) и СП шума после ДФ-1Ф на входе ОФ_p





Здесь двусторонняя СП шума, равная в данном случае (ГФ) спектры S_p(i)=S(i) т. е. спектры первого сигнала на выходе ГФ и входного сигнала (так как первый и является входным сигналом незадержанным; S^*_p(i) - комплексно-сопряженный спектр раздельного сигнала. Напомним, что в классической теории ОЛФ для определения К_ОФ(i ) и ОСШ (_т) в (6) и (7) учитываются спектр входного сигнала S(i ) и СП входного шума .

Для сигнала с прямоугольной огибающей длительностью t_и и входного шума с СП n()=N_o/2=const получено:





где x=f_и, f=f-f_c

Для квазиоптимального фильтра (КФ) с прямоугольной формой АЧХ доказано, что ОСШ



где параметр обнаружения,

E энергия входного сигнала;

=F_ки, F_к полоса КФ. При 0, _п ..

Т.е. выигрыш в ОСШ равен



Так, при b= 0.01 g=3,4, т.е. _{п c}=q². Разумеется, при значительном росте величины ОСШ будут соответственно улучшены качественные (вероятностные) показатели обнаружения сигналов и точность измерения их некоторых параметров.

Хотя в данном варианте способа можно получить очень высокое ОСШ для реальных КФ, в том числе и согласно (10), однако для этого потребуются очень узкополосные КФ F_к=/_и, 1. На обычных промежуточных частотах это потребует применения высокодобротных кварцевых резонаторов. Однако при малых величинах _и в цепях полосового усилителя и детектора на той же промежуточной частоте (f_c) должна быть достаточно широкая полоса для прохождения пилообразного фронта рабочего сигнала длительностью _и, т.е. F_у 1/_и. При этом легче обеспечить такую полосу при соотношении f_c: F_у 10. Так, если _и=1 мкс, то F_у 1 мГц и f_c10 МГц, т.е. при этом в пределах _и=1 мкс = 1 мкс укладывается не менее 10 волн сигнала на f_c=10 МГц, что достаточно для формирования рабочего сигнала в УПЧ и точной оценки его спектра по стандартным формулам.

Заметим, что кварцевые резонаторы на первой гармонике технологичны до частоты f_c=10 МГц. Например, при =0,0001 полоса КФ составит DF_к=/_и=100 Гц. Стало быть, эквивалентная добротность контура КФ составит Q= f_c F_к=10⁷:10²=10⁵, что практически недостижимо и для кварцев. Пришлось бы ограничится по крайней мере добротностью Q=10⁴ и соответственно F_к=1 КГЦ и =0,001. По-видимому, при очень малых b настройка цепей ГФ по точному выравниванию СП суммируемых шумов в сумматоре и для образования нуля в шумовой "яме" будет практически проблематичной. То же в условиях не очень строго стационарной помехи, что скорее всего соответствует практике. Поэтому в целом желательно достижение высокого значения ОСШ (т.е. высокой помехоустойчивости ПУ) при сравнительно не очень малых значениях b.

В данном способе из-за узкополосности КФ (после ГФ) после прохождения пары рабочих антикогерентных сигналов длительностью t_и возникшие свободные колебания в цепях КФ длятся весьма долго в соответствии с эквивалентной постоянной времени КФ, равной _кф 1/F_к=1:/_и/ _и. Это означает, что резко ухудшится пропускная способность, разрешающая способность по дальности (РСД). Это серьезный недостаток, и должны быть приняты меры по обеспечению РД хотя бы на уровне, близком к величине _и.

Целью изобретения является, во-первых, обеспечение повышенной эффективности обнаружения сигналов повышение ОСШ при приемлемой не очень узкой полосе КФ, т.е. и решение технологических трудностей обеспечения высокой эффективности. Во-вторых, целью изобретения является обеспечение РСД обнаруживаемых сигналов, по величине, близкой к длительности _и.

Поставленные цели достигаются введением дополнительных (отличительных) операций:

а) операции задержки исходного сигнала (_и) при выполнении условия f_{c к}=d 1/2 и суммирования его с незадержанным сигналом, проводимые с помощью дополнительного фильтра (ДФ-ГФ), осуществляют последовательно (каскадно) >1 раз; эти каскадные операции при выбранном значении b резко увеличивают ОСШ;

б) после срабатывания решающего устройства при обнаружении любого из ВЧ импульсов, прошедших через КФ и последующий полосовой фильтр (ПФ), формируют видеоимпульсы длительностью t_ОБ=(1 ... )_и, их затем подают на управляющие (ключевые) схемы с малым выходным сопротивлением в рабочем (открытом) состоянии, с помощью этих малых сопротивлений, к которым подключены цепи КФ и ПФ, последние за время _ОБ шунтируют ("обнуляют"), после чего вся схема обнаружения сигналов снова готова к обнаружению сигнала с выхода сумматора последнего -го каскада ГФ.

Ниже указанные дополнительные операции рассматриваются подробно.

Выполнение указанных выше операций, как уже отмечалось, эквивалентно применению дополнительного фильтра (ДФ) идеального ГФ с параметром V=2, равным числу слагаемых в сумматоре ГФ, стало быть, и общему расширению выходного сигнала по огибающей T=U_и=2_и. АЧХ такого фильтра определяется сравнительно простым прямым расчетом и в общем известно. В частности, на основании общего выражения для произвольного V [1] имеем для V=2



Тогда СП шума на выходе ДФ-ГФ равна (5) или (5а), что вытекает из известного соотношения для линейных фильтров:



Из изложенного выше принципа учет раздельных во времени сигналов для определения АЧХ ОФ_p (после ДФ-ГФ) и ОСШ на выходе такого ОФ_p следует, что для определения этих величин надо воспользоваться соотношениями (6) и (7), подставляя в них известные функции (f")-(5_a) и S_p(if"). Последняя для сигнала длительностью t_и с прямоугольной огибающей известна: в данном случае, когда первый раздельный сигнал на выходе ГФ совпадает с исходным сигналом длительностью _и



Для однократного выполнения операций п.а. или одного каскада АЧХ ОФ_p (ее модуль) и ОСШ определены выражениями (8) и (9). Определены эти величины для произвольного числа каскадов g. При этом напомним, что первый импульс совокупности ВЧ антикогерентных импульсов на выходе последнего (g-го) каскада ГФ остается исходным незадержанным сигналом со спектром (13).

СП шума в этом случае с учетом логики (12) и выражения (5а) будет равна



Тогда в общем виде





Применительно к рассматриваемому сигналу со спектром (13) при СП





АЧХ ОФ_p при >1 (15а) имеет тот же характер, что и при g 1: пики до бесконечности в точках , но более острые (узкие), не столь глубокие впадины кривой АЧХ между этими пиками. Такой ОФ_p, как и при = 1 строго нереализуем из-за необходимости иметь "бесконечные" коэффициенты передачи.

Величина ОСШ r= при любом значении = 1,2. так как уже при g=1



а наличие в знаменателе интеграла множителя sin^2(-1)x увеличивает подинтегральную функцию в (16а) при любом X (кроме ) особенно в точках, где . Величина стремится к бесконечности быстрее, чем при g=1, причем тем быстрее, чем g>1.

Рассмотрим традиционный КФ с прямоугольной формой АЧХ. Его центральная частота настройки совпадает с частотой сигнала f_c (и центральной частотой полосы шума КФ f"=0), удовлетворяющей (4). В общем случае g1. СП шума на входе КФ при односторонней СП входного реального шума N₀=Const равна согласно (14)

n(f)=N_o(2sinf_и)² (14a)

Правая ветвь этой СП при нормировке N 1 на примере =2 в области малых значений X=f_и до X_n= 0,005 показана на фиг. 1. Пунктиром отмечена правая граница полосы КФ -X_n=pb/2 при =0,01.

Рассмотрим формирование сигнала на выходе g -го каскада ГФ на условной цифровой диаграмме, где через символ "I" обозначен входной (исходный) сигнал единичной амплитуды. При задержке в каскаде ГФ на интервал t_к=_и и соблюдении условия (4) при суммировании фазы сигналов на их стыке скачком меняются на =. Но при суммировании незадержанных и задержанных сигналов в каждом каскаде соблюдается полное совпадение фаз суммируемых одновременно существующих элементарных сигналов длительностью t_и, начиная с каскада 2. Смысл сказанного о суммировании иллюстрируется цифровой диаграммой (17), в которой это проявляется в суммах 1+1=2, 2+1=3, 1+2=3, и тому подобное.

При этом скачки фазы на = на стыках сигналов в сумматорах сохраняются. Например, при g=3, после первого сигнала длительностью t_и происходит скачок фазы на , затем после второго на p, затем после третьего на p. Это легко проследить графически, укладывая на интервале t_и=_к d 1/2 волн частоты f_c.

Таким образом общая длительность на выходе -го каскада ГФ равна T=(+1)_и, причем через интервалы _и фазы сигнала скачкообразно меняются на =. Максимальная амплитуда антикогерентных импульсов равна U_min=g U_m (при j 3 см. диаграмму). Однако для обнаружения раздельного сигнала следует учитывать наибольшую разностную амплитуду U_mp. Можно показать, что она на стыке первого и последующего (противофазного) импульса сигнала на выходе ГФ равна

U_мр=U_м(-1); 2 (18)

и равна U_mp= U_m при =1 (амплитуде первого импульса на выходе ГФ). В случае g 3 U_mp=2U_m, что видно на диаграмме (17). Это объясняется тем, что, как показывает анализ (см. ниже), для оптимального обнаружения приходится применять КФ с узкой полосой DF_к, при которой постоянная времени контуров КФ _кф 1/F_{к и},, что приводит к резкому затягиванию времени свободных колебаний после прохождения предыдущего импульса через КФ. В момент появления следующего импульса на входе КФ с противоположной фазой при этом сжимается общий скачок амплитуды сигнала на входе КФ (это и отражено выше разностной формулой 18), указанная противоположная фазировка таких сигналов доказана для одиночных LC-контуров.

Итак, для определения ОСШ надо учитывать амплитуду раздельного сигнала U_mp при 3 или U_m при g=1; 2.

Для рассматриваемого типа КФ с прямоугольной АЧХ



Здесь максимальная амплитуда U_mk на выходе КФ с полосой F_к зависит от эффективной входной амплитуды U_mp раздельного сигнала (на выходе ГФ; см. выше), от величин F_к и _и, поскольку параметр Z определяется как

Z=F_ки= F_к=/_и (20)

В (19) СП n₂(f), определяемая согласно (14а), оценивается как средняя мощность шума на 1 Гц полосы. Из физических соображений и смысла вида АЧХ ОФ_p наибольшие значения ОСШ будут в области DF_к _ 0. Для малых аргументов Z справедливо . Поэтому с учетом (14а) и (20)



Здесь учтено, что U²_mи=2E, E энергия сигнала, а также (3). Т.е. выигрыш равен



Естественно, для получения большей эффективности роста _п и g, следует выбирать выше величину . При этом решающую роль имеет величина интеграла в (21) и (22) в области малых значений b<1. Заметим, что при малых значениях b и больших g потребуется весьма высокая точность расчета интеграла (непринципиальное техническое обстоятельство). Однако, чтобы и это учесть и не очень усложнять схему остановимся на конкретном примере g=2 (2 каскада ГФ), при котором U_mp=U_m. Тогда, находя интеграл в (22) имеем



При =0,01 g₂50000 раз или 47 дБ. Для сравнения укажем, что при g1 g₁= 30,4 или 14,8 дБ. Таким образом r_п=g_{c c}, причем при сравнительно не очень малых (0,01). При g=1 и b 0 _п . Это тем более относится и к случаям >1, т. к. делитель в (22) при g>1 в раскрытом виде представляет собой разность малых величин, которая еще быстрее стремится к нулю, чем при g=1, когда



что легко сравнить в (22).

Надо заметить, что такой весьма высокий результат g₂ достижим, разумеется, при строгой стационарности входного шума и точной и стабильной настройке цепей каскадов ГФ, когда обеспечивается "номинальная яма" в СП на выходе. Практически из-за несоблюдения строгого равенства СП суммируемых шумов результат (23) будет несколько ниже, но гарантированно высокий по сравнению с одним каскадом ГФ.

Отметим, что при малых =F_ки максимальное напряжение на выходе КФ практически пропорционально амплитуде входного напряжения U_m (в общем U_mp) лишь для ограниченных типов КФ, например, для рассмотренного идеального, одно- и двухкаскадного на резонансных LC контурах, однокаскадного на связанных контурах при двугорбости с относительным уровнем впадины 0,7, при критической связи, что следует из рассчитанных кривых установления на выходе КФ. В случаях некоторых реальных КФ при их многокаскадности и малых выходные уровни сигнала (и шума) нелинейно зависят от входных уровней (в интервале установления) и вопрос уменьшения ОСШ требует особых исследований, в частности взаимоотношениях отмеченной нелинейности и времени группового запаздывания сигнала при многоконтурности КФ.

Поскольку в качестве КФ используются относительно узкополосные фильтры, то естественно, возникает вопрос о повышенной частотной селективности (ЧС). В данном случае используется режим малых значений b=F_ки. Но ЧС фильтров в полной мере проявляется лишь при 0,5.

Так как АЧХ простого кварцевого фильтра практически эквивалентна АЧХ одиночного LC-контура, то с помощью такого КФ можно ожидать достижения относительно большого усиления на частоте резонанса f_p=f_c и близости АЧХ КФ к основной области АЧХ ОФ_p на частоте f"=0 при f_c, соответствующей условию (4). Это обусловит высокое ОСШ. В отдельных применениях, естественно, могут быть использованы КФ типа резонансных LC-контуров.

Чтобы решить задачу приближения РСД к величине _и при использовании данного способа обнаружения сигналов с узкополосными КФ, имеющими эквивалентную постоянную времени _{кф и}, целесообразно после обнаружения сигнала первого раздельного (или последующего) сигнала вырабатывать специальный импульсный сигнал длительностью _ОБ, "перекрывающий" по времени прохождение остальных раздельных сигналов на выходе последнего -го каскада ГФ. В течение интервала t_ОБ шунтируют цепи узкополосного КФ и последующего ПФ низкоомным выходным сопротивлением ключевой схемы, в результате чего полностью гасятся свободные колебания ("обнуляются") в этих цепях, и вся схема снова становится готовой к обнаружению следующего (по времени) входного сигнала длительностью _и. В соответствии с цифровой диаграммой (17) в свете изложенного целесообразно иметь _ОБ=_и, хотя возможны в некоторых случаях и варианты _ОБ<_и. В общем _ОБ=(1 ... )_и. Тогда РСД будет определяться общей длительностью всех раздельных сигналов на выходе -го каскада ГФ

T_рсд=T=(+1)_и

Так, при =2 T_рсд=3_и. Но при =3 срабатывание решающего устройства может произойти для слабых сигналов после второго раздельного сигнала (U_mp= 2U_m; см. диаграмму (17) и (18)).

На фиг. 2 представлен пример упрощенной структурной схемы цепей приемника (после УПЧ), в которых реализуются основные операции (отличительные признаки) предложенного способа оптимального обнаружения импульсных сигналов с использованием двух каскадов дополнительных фильтров ГФ. На фигуре и в тексте приняты следующие обозначения: 1 УПЧ приемника; 2 устройство задержки на интервал t_к=_и; 3 усилитель, компенсирующий потери в устройстве задержки; 4 сумматор; 5 развязывающий усилитель; 6 усилитель, нагруженный на квазиоптимальный фильтр; 7 усилитель, нагруженный на полосовой фильтр; 8 детектор; 9 решающее устройство; 10 формирователь управляющих "обнулением" импульсов; 11 устройство "обнуления" выходных цепей усилителей 6 и 7.

С выхода УПЧ приемника 1, полоса пропускания F которого (и последующих цепей двух ГФ 2, 3, 4 и усилителя 5) соответствует условию F 10/_и, рабочий импульсный сигнал длительностью _и на промежуточной частоте f_c поступает на первый каскад ГФ, а именно на устройство задержки (УЗ) 2" и сумматор 4". УЗ содержит ультразвуковую линию задержки (УЗЛ) и прямой и обратный преобразователи электрических колебаний в механические (ультразвуковые). УЗ, практически не искажая сигнал, задерживает его на время _к=_и, которое удовлетворяет условию (4). В этом случае поступающий на сумматор 4" задержанный ВЧ импульс через неинвертирующий усилитель 3" отличается по начальной фазе от фазы конца незадержанного импульса на =.

Стабильность задержки и частоты f_c определяет точность совмещения частоты сигнала с центром шумовой "ямы" СП шума (14). Так, если _и=_к=10^-6c, то ширина между главными гребнями этой СП F_г=1/_к=10⁶ Гц. При =F_ки=0,01, т. е. при F_к=10⁴ Гц стабильность и точность задержки _к и частоты f_c 10^-5 соответствует . Изменения частоты f_c=100 Гц и частоты центра "ямы" на весьма незначительны по отношению к полосе КФ F_к, что практически не повлияет на эффективность - достижимую величину ОСШ. Величина 10^-5 легко достижима при кварцевой стабилизации частоты f_c (на всех этапах) и при применении в УЗ УЗЛ на кварце.

В цепи суммирования неинвертирующий фазу усилитель 3" предназначен для компенсации потерь задержанного сигнала в УЗ, т.е. для выравнивания интенсивностей шумов (t) и (t-_к) при их суммировании, чтобы правильно (с нулем на f_c) сформировать "яму" СП (14).

С выхода сумматора 4" пара антикогерентных импульсов поступает на развязывающий усилитель 5, нагруженный на второй каскад ГФ в составе устройств 2", 3" и 4", идентичных таковым первого каскада ГФ. На выходе сумматора 4" формируются 33 антикогерентных импульса с амплитудами согласно цифровой диаграмме (17) U_m, 2U_m, U_m, каждый длительностью _и. Эта последовательность импульсов поступает на усилитель 6, нагруженный на КФ с полосой F_к 1/_и. Отметим лишь то, что именно в узкополосном КФ как раз и решается задача получения высокого ОСШ _т.

С выхода КФ каскада 6 сигнал с пилообразным фронтом длительностью _и (при повышенном ОСШ) поступает на усилитель 7, нагруженный на полосовой фильтр (ПФ), обеспечивающий согласованную работу с детектором 8. Полоса пропускания ПФ с целью пропускания фронта рабочего сигнала длительностью _и, исключения влияния на результирующую полосу КФ F_к, дополнительного подавления ближайших главных гребней СП шума (ГФ) на входе КФ, отстоящих от f_c на 1/2 _и/(x=/2) и с целью реализации ПФ на LC-контурах составляет F_у 1/_и.

Соответственно полоса видеоцепей нагрузки детектора 8 определяется длительностью фронта . После окончания фронта рабочего сигнала (_и) из-за малого эквивалентного коэффициента затухания контура КФ 6 =F_к "хвост" свободных колебаний после прохождения через него рабочих антикогерентных импульсов будет относительно затянут по закону e^-t. Из-за антикогерентности (скачков фазы на на стыках между импульсами на входе КФ) и малого ослабления колебаний за интервалы t_и, 2_и и так далее после окончания всех +1 импульсов на входе КФ колебания "хвостов" будут в значительной степени скомпенсированы взаимно подавленными парциальными противофазными составляющими. Из цифровой диаграммы (17) видно, что сумма амплитуд с условной начальной фазой 0, определяемой первым (исходным) сигналом на выходе сумматора последнего g-го каскада ГФ, и сумма амплитуд сигналов с начальной фазой, отличающейся от первого сигнала на Jg, равны друг другу. Например, при g= 1 это соответствует 1=1; при g=2 1+1=2; при g3 1+3=3+1 и так далее. Физическая картина автокомпенсации (подавления) нежелательных "хвостов" свободных колебаний иллюстрируется на фиг. 3, где на примере первого каскада 1ф (g1) условно показаны огибающие входного (незадержанного) сигнала с обозначением условной начальной фазы "0" (фиг. 3,а), задержанного сигнала (фаза p, фиг. 3, б), их сумма (фиг. 3,в). С использованием принципа суперпозиции показаны огибающие выходных сигналов КФ с обозначенными начальными фазами "0" и "p" (фиг. 3,г,д) и их сумма (фиг. 3,е) на выходе КФ практически без "хвоста" в виде треугольной огибающей длительностью 2_и, т.е. почти как в обычном КФ с полосой F_к 1/_и. В этом построении учтено то, что начальная фаза свободных колебаний частоты f_p после окончания входного сигнала частоты f_c= f_p для КФ типа LC-контура из-за его инерционности равна фазе колебаний конца входного импульса. При таком виде выходного сигнала КФ создаются обычные условия для оценки амплитуды и запаздывания сигнала, точность которой повышается с ростом ОСШ. Разумеется, при >1 форма сигналов усложняется; огибающая сигнала на выходе КФ строится аналогичным образом.

Тем не менее из-за неточностей настройки контура КФ или его особенностей (неодноконтурности) указанная противофазность может в строгом смысле нарушаться. Все же парциальные свободные колебания в КФ начинаются через интервалы t_и, 2_и и так далее, уже поэтому абсолютное подавление "хвостов" может не произойти. Следовательно, может резко ухудшаться РСД, особенно будут влиять "ближние" (сильные) сигналы на прохождение "дальних" (более слабых). Т.е. должны быть приняты меры по подавлению "хвостов" свободных колебаний.

С детектора 8 видеосигнал поступает на решающее устройство (РУ), настроенное, например, на нужную вероятность ложной тревоги по критерию Неймана-Пирсона.

При = 1 в огибающей входного сигнала РУ имеется один пик (фиг. 3,е). Поэтому на входной (исходный) сигнал РУ реагирует по простой бинарной схеме: есть сигнал, нет сигнала. В случае g>1 таких пиков может оказаться несколько (если не приняты меры по надежному обеспечению РСД; см. ниже), что в общем должно учитываться при определении вероятностей ложной тревоги и пропуска сигнала.

С выхода РУ 9 сформированный им стандартный импульс нужной амплитуды и длительности идет в канал обработки принятой информации (целевой для конкретных систем связи) и на формирователь управляющих "обнулением" импульсов 10. Последний формирует управляющие импульсы нужной полярности, амплитуды и длительности, которые посредством устройств "обнуления" (управляемых ключей), подключенных своими низкими выходными сопротивлениями (во включенном состоянии) к цепям КФ 6 и ПФ 7 гасят свободные колебания в них за время длительности управляющих импульсов. После этого схема реализации способа обнаружения сигналов становится снова готовой к обработке следующего входного рабочего сигнала (длительностью t_и ). Время "обнуления" в принципе может варьироваться _ОБ=(1 ... )_и. Наиболее простым вариантом будет _ОБ=_и, когда процесс "обнуления" начинается сразу после обнаружения первого раздельного сигнала на выходе -го каскада ГФ и заканчивается приблизительно в момент окончания последнего раздельного сигнала, что следует из диаграммы (17). При этом РСД составляет величину порядка T_РСД= (+1)_и. Заметим, что режим "обнуления" может отключаться при необходимости, что при не очень отличающихся по уровню входных сигналов в общем сохраняет указанную РСД в свете рассмотренной выше автокомпенсации свободных колебаний узкополосного КФ. Отметим, что вместо обычного детектора огибающей может использоваться та или иная корреляционная обработка сигнала. В этом случае узкополосный КФ применяется в выходных видеоцепях коррелятора.

Таким образом в данном способе при резком росте ПУ (ОСШ) РСД ухудшается незначительно.

Использование предложенного способа обнаружения импульсных сигналов позволит резко повысить помехоустойчивость (ПУ) к флюктуационным помехам любого происхождения, в том числе действующим одновременно, и, естественно, чувствительность приемной аппаратуры. При этом входная помеха может иметь СП с произвольным частотным спектром и иметь произвольное распределение вероятностей (которое, впрочем, после узкополосного КФ все равно стремится к нормальному, если было ненормальным на входе). Особенно отметим, что рост ПУ достигается в одном временном цикле работы системы связи, что приводит к росту пропускной способности (ПС) системы, хотя при необходимости для этой же цели роста ПУ может быть использована поцикловая обработка сигналов (с потерей ПС). Кроме роста ПУ к стационарной флюктуационной помехе, применительно к которой в основном нацелен данный способ (см. выше), обеспечивается рост ПУ к гармонической и к узкополосной помехам (как "настроенным" на частоту сигнала f_c, так и весьма "расстроенным"), что обусловлено "ямой" в АЧХ ГФ на f_c и условием F_к 1/_и.

Рост ПУ относится в большой степени и к нестационарным широкополосным прерывистым помехам длительностью по крайней мере _п 2_и, так как на выходе ДФ-ГФ начинает формироваться спектр после интервала _и в соответствии с АЧХ ГФ (с "ямой" на f_c), имеющий физический смысл и при одной реализации помехи. При этом такая помеха должна опережать сигнал на интервал не менее _к=_и и быть условно стационарной в пределах _п для формирования шумовой "ямы" с "нулем" в зоне частоты f_c. На выходе каскадов ГФ на первом интервале длительностью _к=_и и на таком же интервале после окончания прерывистой помехи она проходит с той же СП, что и на входе первого ГФ (из-за особенностей работы ГФ с его ЛЗ "краевой эффект"), т.е. без эффекта "ямы" в зоне частоты f_c.

Рост ПУ приводит к росту пропускной способности системы связи, что может быть в некоторых применениях и важной целевой задачей. При этом известный предел Шенона по скорости передачи двоичной информации, ограниченный полосой пропускания (полосой "эфира") F, средней мощностью сигнала и мощностью шума в этой полосе, увеличивается за счет снижения шума.

Указанная техническая эффективность способа обеспечивает также улучшение таких характеристик, как массо-габаритные (снижение), эксплуатационные (снижение потребляемой энергии, топлива), санитарно-технические (экологические) за счет возможности применения меньших излучающих мощностей для достижения такого же эффекта в линии связи. Все это снижает стоимость аппаратуры и ее эксплуатации.

Предложенный способ и его обоснование имеют большое теоретическое значение. Найденный нетрадиционной подход в теории ОЛФ применительно к основной цели ОЛФ обнаружению импульсных сигналов развивает существующую теорию, вкладывая в нее не только математическое обоснование, но и большее физическое содержание на базе причинно -следственных процессов во времени, в значительной степени обойденное в ныне существующей теории.

Данный конкретный способ вместе с другими ранее заявленными автором способами, на наш взгляд, составляет определенную научную базу уточненной теории ОЛФ и обнаружения импульсных сигналов.