одноканальная моноимпульсная радиолокационная система определения направления на цель

Формула изобретения

1. Одноканальная моноимпульсная радиолокационная система определения направления на цель, содержащая первый манипулятор фазы, сумматор, логарифмический усилитель промежуточной частоты, блок разделения сигналов, блок выделения сигналов углового рассогласования и кодовый генератор, первый выход которого соединен с первым входом первого манипулятора фазы, выход которого подключен к первому входу сумматора, второй вход которого является входом суммарного сигнала системы, входами тактовых импульсов и кода фазовой манипуляции которой являются соответственно первый и второй входы кодового генератора, а выход логарифмического усилителя промежуточной частоты соединен с первым входом блока разделения сигналов, отличающаяся тем, что в нее дополнительно введены первый и второй коммутаторы, усилитель высокой частоты, смеситель, второй манипулятор фазы, блок внутриимпульсной обработки сигналов и блок формирования сигнала сопровождения по дальности, выход которого является выходом суммарного сигнала системы, входами разностных сигнала азимута и угла места которой являются соответственно первый и второй входы первого коммутатора, выход которого подключен к второму входу первого манипулятора фазы, выход сумматора соединен с входом усилителя высокой частоты, выход которого подключен к первому входу смесителя, выход которого соединен с входом логарифмического усилителия промежуточной частоты, второй вход смесителя является входом сигнала гетеродина системы, входом опорного сигнала которой являются второй вход блока разделения сигналов и первый вход второго манипулятора фазы, второй вход и выход которого подключены соответственно к первому выходу кодового генератора и третьему входу блока разделения сигналов, первый, второй, третий и четвертый выходы которого соединены с соответствующими входами блока внутриимпульсной обработки сигналов, первый и второй выходы которого подключены к соответствующим входам блока формирования сигнала сопровождения по дальности и блока выделения сигналов углового рассогласования, третий и четвертый входы которого соединены с соответствующими выходами блока внутриимпульсной обработки сигналов, пятый вход которого является входом кода фазового манипуляции системы, входом тактовых импульсов которой являются третий вход первого коммутатора, шестой вход блока внутриимпульсной обработки сигналов и первый вход второго коммутатора, второй вход которого подключен к выходу блока выделения сигналов углового рассогласования, первый и второй выходы второго коммутатора являются выходами соответственно азимутального и угломестного сигналов рассогласования системы, а второй выход кодового генератора соединен с седьмым входом блока внутриимпульсной обработки сигналов, причем блок разделения сигналов содержит два фазовращателя, четыре фазовых детектора, четыре разделительные емкости и четыре видеоусилителя, выходы которых являются соответствующими выходами блока разделения сигналов, первым входом которого являются первые входы фазовых детекторов, выходы которых через соответствующие разделительные емкости подключены к входам соответствующих видеоусилителей, второй вход второго фазового детектора соединен с выходом первого фазовращателя, второй вход первого фазового детектора и вход первого фазовращателя являются вторым входом блока разделения сигналов, третьим входом которого являются второй вход четвертого фазового детектора и вход второго фазовращателя, выход которого подключен к второму входу третьего фазового детектора, блок выделения сигналов углового рассогласования содержит четыре квантователя, два умножителя и блок объединения, выход которого является выходом блока выделения сигналов углового рассогласования, первым четвертым входами которого являются входы соответствующих квантователей, выходы первого и третьего квантователей подключены соответственно к первому и второму входам первого умножителя, выход которого соединен с первым входом блока объединения, второй вход которого подключен к выходу второго умножителя, первый и второй входы которого соединены с выходами соответственно второго и четвертого квантователей, блок внутриимпульсной обработки сигналов содержит четыре амплитудно-временных квантователя и четыре цифровых фильтра сжатия, выходы которых являются соответствующими выходами блока внутриимпульсной обработки сигналов, первым - четвертым входами которого являются первые входы соответствующих амплитудно-временных квантователей, выходы которых подключены к первым входам соответствующих цифровых фильтров сжатия, вторые и третьи входы которых являются соответственно пятым и шестым входами блока внутриимпульсной обработки сигналов, седьмым входом которого являются четвертые входы цифровых фильтров сжатия и вторые входы амплитудно-временных квантователей.

2. Система по п.1, отличающаяся тем, что первый манипулятор фазы содержит переключающую схему, две линии задержки и элемент ИЛИ, выход которого является выходом первого манипулятора фазы, первым и вторым входами которого являются соответствующие входы переключающей схемы, первый и второй выходы которой подключены к входам соответствующих линий задержки, выходы которых соединены с соответствующими входами элемента ИЛИ.

3. Система по п. 1, отличающаяся тем, что кодовый генератор содержит генератор синхроимпульсов, линию задержки, триггер, элемент И и регистр сдвига, выход которого является первым выходом кодового генератора, первым входом которого являются единичный вход триггера, вход генератора синхроимпульсов, первый вход регистра сдвига и вход линии задержки, выход которой подключен к нулевому входу триггера, прямой выход которого соединен с первым входом элемента И, второй вход и выход которого подключены соответственно к выходу генератора синхроимпульсов и второму входу регистра сдвига, третий вход которого является вторым входом кодового генератора, вторым выходом которого является выход элемента И.

4. Система по п.1, отличающаяся тем, что второй манипулятор фазы содержит переключающую схему, фазовращатель и элемент ИЛИ, выход которого является выходом второго манипулятора фазы, первым и вторым входами которого являются соответствующие входы переключающей схемы, первый выход которой подключен к первому входу элемента ИЛИ, второй вход которого подключен к второму выходу переключающей схемы.

5. Система по п.1, отличающаяся тем, что блок формирования сигнала сопровождения по дальности содержит два квадратора и сумматор, выход которого является выходом блока формирования сигнала сопровождения по дальности, первым и вторым входами которого являются входы соответствующих квадраторов, выходы которых подключены к соответствующим входам сумматора.

6. Система по п.1, отличающаяся тем, что каждый из четырех цифровых фильтров сжатия содержит регистр сдвига, регистр кода, сумматоры по модулю 2, сумматор одноразрядных чисел и комбинационный сумматор, выход которого является выходом цифрового фильтра сжатия, первым и вторым входами которого являются первые входы соответственно регистра сдвига и регистра кода, выходы которых подключены соответственно к первому и второму входам сумматоров по модулю 2, с первого по N-й (N длина кода внутриимпульсной фазовой манипуляции зондирующих сигналов радиолокатора), выходы которых соединены с соответствующими входами сумматора одноразрядных чисел, выход которого подключен к входу комбинационного сумматора, вторые входы регистра сдвига и регистра кода являются третьим входом цифрового фильтра сжатия, четвертым входом которого является третий вход регистра сдвига.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано для одноканального приема сигналов и выделения угловой информации в бортовых (установленных на летательных аппаратах) амплитудных суммарно-разностных моноимпульсных радиолокационных станциях (РЛС) сопровождения цели, использующих в интересах повышения помехозащищенности по отношению ко всем видам организованных ответных помех внутриимпульсную фазовую манипуляцию зондирующих сигналов двойным многоразрядным кодом.

Использование одноканального приема сигналов в моноимпульсных РЛС сопровождения цели позволяет уменьшить инструментальные ошибки пеленгования, обусловленные неидентичностью амплитудно-фазовых характеристик приемных каналов [1, с. 183] Одновременно в ряде случаев одноканальность приводит к снижению стоимости аппаратуры, уменьшению ее габаритов и массы.

Известна радиолокационная система [2] предназначенная для одноканального приема сигналов и выделения угловой информации в моноимпульсных РЛС сопровождения цели по одной из угловых координат. В известном устройстве объединение приемных каналов в один канал осуществляется по высокой частоте путем задержки одного из сигналов на время, превышающее длительность импульса. Задержанный и незадержанный сигналы преобразуются по частоте, усиливаются в логарифмическом усилителе, детектируются и разделяются путем соответствующего временного стробирования. Разделенные сигналы сравниваются методом вычитания. С этой целью незадержанный сигнал задерживается на ту же величину, на которую была произведена задержка другого сигнала при объединении каналов.

Способ объединения каналов, реализованный в известном устройстве, снижает разрешающую способность РЛС по дальности. Кроме этого, известное устройство из-за громоздкости линии задержки не может быть использовано в бортовых РЛС, к которым предъявляются жесткие требования по массогабаритным характеристикам.

Известна радиолокационная система [3] предназначенная для одноканального приема сигналов и выделения угловой информации в моноимпульсных РЛС сопровождения цели по обеим угловым координатам. В известном устройстве высокая частота каждого из сигналов (суммарного и двух разностных) преобразуется в разные промежуточные частоты с помощью отдельных гетеродинов различных частот. Все три сигнала усиливаются одним усилителем промежуточной частоты с достаточно широкой полосой пропускания. На выходе усилителя сигналы жестко ограничиваются и разделяются тремя узкополосными фильтрами. Затем все три сигнала преобразуются к одной частоте путем смешения двух из этих сигналов с сигналом, частота которого равна разности частот гетеродинов каждого из этих сигналов и гетеродина третьего сигнала.

В известном устройстве из-за жесткого ограничения сигналов на выходе усилителя промежуточной частоты возникает серьезная проблема перекрестной связи, в результате которой часть сигнала азимутальной ошибки появляется на выходе детектора угломестной ошибки и наоборот, что может явиться причиной значительных ошибок и повышенной чувствительности к помехам.

Наиболее близким по технической сути аналогом, принятым в качестве прототипа предлагаемого изобретения, является радиолокационная система [4] Устройство-прототип содержит первый комплект из четырех двойных балансных смесителей (манипуляторов фазы), работающих как модуляторы, с помощью которых выполняется кодирование по фазе в цифровой форме четырех сигналов с выходом антенны. Первый комплект балансных смесителей питается модулирующими кодированными сигналами высокой частоты (сигналами кодового генератора). Кодовые группы, подаваемые на модуляторы, сдвигаются по времени относительно друг друга на величину, равную или превышающую длительность элемента кода, что практически исключает взаимодействие сигналов при их объединении. Выходные сигналы модуляторов, кодированные по фазе, суммируются по промежуточной частоте, после чего совокупность сигналов обрабатывается в одноканальном приемнике (логарифмическом усилителе промежуточной частоты). С выхода приемника совокупность сигналов поступает на делитель мощности и далее на второй комплект из четырех двойных балансных смесителей (блок разделения сигналов), работающих как демодуляторы и восстанавливающих структуру первоначальных сигналов. Извлечение угловой информации осуществляется в угловом процессоре (блоке выделения сигналов углового рассогласования).

Поскольку кодирование осуществляется в пределах длительности принимаемого импульса без дополнительных сдвигов по времени, то метод объединения приемных каналов, реализованный в известном устройстве, не приводит к ухудшению разрешающей способности по дальности, что характерно, например, для устройства [2] Разрешающая способность по дальности остается такой же, какой она была в устройстве без объединения приемных каналов, и определяется длительностью зондирующих импульсов.

Улучшение разрешающей способности по дальности (при неизменной дальности действия РЛС) за счет уменьшения длительности зондирующих посылок в импульсный РЛС возможно лишь путем увеличения импульсной мощности, что не всегда является приемлемым из-за энергетических ограничений и необходимости обеспечения высокой помехозащищенности.

Эффективным способом повышения помехозащищенности бортовых РЛС по отношению ко всем видам ответных помех является использование в качестве зондирующего излучения сигналов малой скважности и малой импульсной мощности.

Для обеспечения высокой разрешающей способности по дальности производится внутриимпульсная фазовая манипуляция зондирующих сигналов двоичным многоразрядным кодом, которая в бортовых условиях является более предпочтительной, чем линейная частотная модуляция, по энергетическим соображениям и аппаратурной реализации.

Задачей изобретения является обеспечение одноканального приема сигналов с фазовой манипуляцией путем изменения фазы поочередно (с периодом повторения зондирующих посылок) у разностных сигналов азимута и угла места и последующего поочередного сложения разностных сигналов с суммарным сигналом по высокой частоте.

Выбор структурной схемы предлагаемой одноканальной моноимпульсной радиолокационной системы определения направления основан на следующих предпосылках.

Объединение суммарного сигнала с разностными сигналами азимута и угла места осуществляется поочередно с периодом повторения зондирующих посылок с помощью манипулятора фазы путем изменения фазы разностного сигнала и последующего его сложения с суммарным сигналом по высокой частоте. Манипулятор фазы обеспечивает изменение фазы разностного сигнала таким образом, чтобы в каждый момент времени его фаза по отношению к фазе суммарного сигнала была сдвинута на 90 град.

Совокупность сигналов усиливается по высокой частоте, преобразуется путем переноса спектра сигналов из области высокой частоты в область промежуточной частоты и усиливается по промежуточной частоте.

Разделение усиленных сигналов осуществляется на фазовых детекторах квадратурных каналов. Для этого на фазовые детекторы, предназначенные для выделения суммарного сигнала, подаются ортогональные гармонические опорные напряжения промежуточной частоты, а на фазовые детекторы, предназначенные для выделения разностного сигнала, -ортогональные опорные напряжения с фазой, изменяемой в соответствии с кодом фазовой манипуляции вторым манипулятором фазы, работающим синхронно с первым. Обусловленные незнанием начальной фазы принятого сигнала и перекрестной связью каналов постоянные составляющие подавляются разделительными емкостями.

Разделенные квадратурные составляющие сигналов с фазовой манипуляцией на видeочастоте преобразуются в цифровой код, обрабатываются в цифровых фильтрах сжатия и используются для выделения сигналов углового рассогласования, которые поочередно (синхронно с подключением разностных сигналов для объединения с суммарным сигналом на входе системы) подаются в соответствующие каналы углового сопровождения цели.

Сущность предлагаемого изобретения заключается в том, что в одноканальную моноимпульсную радиолокационную систему определения направления, содержащую первый манипулятор фазы, сумматор, логарифмический усилитель промежуточной частоты, блок разделения сигналов, блок выделения сигналов углового рассогласования и кодовый генератор, первый выход которого соединен с первым входом первого манипулятора фазы, выход которого подключен к первому входу сумматора, второй вход которого является входом суммарного сигнала системы, входами тактовых импульсов и кода фазовой манипуляции которой являются соответственно первый и второй входы кодового генератора, а выход логарифмического усилителя промежуточной частоты соединен с первым входом блока разделения сигналов, дополнительно введены первый и второй коммутаторы, усилитель высокой частоты, смеситель, второй манипулятор фазы, блок внутриимпульсной обработки сигналов и блок формирования сигнала сопровождения по дальности. При этом выход этого блока является выходом суммарного сигнала системы, входами разностных сигналов азимута и угла места которой являются соответственно первый и второй входы первого коммутатора, выход которого подключен ко второму входу первого манипулятора фазы. Выход сумматора соединен со входом усилителя высокой частоты, выход которого подключен к первому входу смесителя, выход которого соединен со входом логарифмического усилителя промежуточной частоты. Второй вход смесителя является входом сигнала гетеродина системы, входом опорного сигнала которой являются второй вход блока разделения сигналов и первой вход второго манипулятора фазы, второй вход и выход которого подключены соответственно к первому выходу кодового генератора и третьему входу блока разделения сигналов, первый, второй, третий и четвертый выходы которого соединены с соответствующими входами блока внутриимпульсной обработки сигналов, первый и второй выходы которого подключены к соответствующим входам блока формирования сигнала сопровождения по дальности и блока выделения сигналов углового рассогласования, третий и четвертый входы которого соединены с соответствующими выходами блока внутриимпульсной обработки сигналов, пятый вход которого является входом кода фазовой манипуляции системы, входом тактовых импульсов которой являются третий вход первого коммутатора, шестой вход блока внутриимпульсной обработки сигналов и первый вход второго коммутатора, второй вход которого подключен к выходу блока выделения сигналов углового рассогласования. Первый и второй выходы второго коммутатора являются выходами соответственно азимутального и угломестного сигналов рассогласования системы. Второй выход кодового генератора соединен с седьмым входом блока внутриимпульсной обработки сигналов.

Блок разделения сигналов содержит два фазовращателя, четыре фазовых детектора, четыре разделительные емкости и четыре видеоусилителя, входы которых являются соответствующими выходами блока разделения сигналов, первым входом которого являются первые входы фазовых детекторов, входы которых через соответствующие разделительные емкости подключены ко входам соответствующих видеоусилителей. Второй вход второго фазового детектора соединен с входом первого фазовращателя. Второй вход первого фазового детектора и вход первого фазовращателя являются вторым входом блока разделения сигналов, третьим входом которого являются второй вход четвертого фазового детектора и вход второго фазовращателя, выход которого подключен ко второму входу третьего фазового детектора.

Блок выделения сигналов углового рассогласования содержит четыре квантователя, два умножителя и блок объединения, выход которого является выходом блока выделения сигналов углового рассогласования, первым, вторым, третьим и четвертым входами которого являются входы соответствующих квантователей. Выходы первого и третьего квантователей подключены соответственно к первому и второму входам первого умножителя, выход которого соединен с первым входом схемы объединения, второй вход которой подключен к выходу второго умножителя, первый и второй входы которого соединены с выходами соответственно второго и четвертого квантователей.

Блок внутриимпульсной обработки сигналов содержит четыре амплитудно-временных квантователя и четыре цифровых фильтра сжатия, выходы которых являются соответствующими выходами блока внутриимпульной обработки сигналов, первым, вторым, третьим и четвертым входами которого являются первые входы соответствующих амплитудно-временных квантователей, выходы которых подключены к первым входам соответствующих цифровых фильтров сжатия, вторые и третьи входы которых являются соответственно пятым и шестым входами блока внутриимпульсной обработки сигналов, седьмым входом которого являются четвертые входы цифровых фильтров сжатия и вторые входы амплитудно-временных квантователей.

При этом первый манипулятор фазы реализован на основе переключающей схемы, двух линий задержки и элемента "ИЛИ"; кодовый генератор реализован на основе генератора синхроимпульсов, линии задержки, триггера, элемента И и регистра сдвига; второй манипулятор фазы реализован на основе переключающей схемы, фазовращателя и элемента ИЛИ; блок формирования сигнала сопровождения на дальности реализован на основе двух квадраторов и сумматора, а каждый из четырех цифровых фильтров сжатия реализован на основе регистра сдвига, регистра кода, сумматоров по модулю 2, сумматора одноразрядных чисел и комбинационного сумматора.

Сущность изобретения поясняется чертежами, на которых представлены:

фиг.1 структурная схема системы;

фиг.2 структурная схема кодового генератора;

фиг.3 структурная схема первого манипулятора фазы;

фиг.4 структурная схема блока разделения сигналов;

фиг.5 структурная схема блока внутриимпульсной обработки сигналов;

фиг.6 структурная схема блока;

фиг. 7 структурная схема блока выделения сигналов углового рассогласования;

фиг.8 структурная схема второго манипулятора фазы;

фиг.9 структурная схема цифрового фильтра сжатия.

Одноканальная моноимпульсная радиолокационная система определения направления (см. фиг. 1) содержит кодовый генератор 1, первый выход которого соединен с первым входом первого манипулятора 2 фазы, выход которого подключен к первому входу сумматора 3, второй вход которого является входом суммарного сигнала системы, входами тактовых импульсов и кода фазовой манипуляции которой являются соответственно первый и второй входы кодового генератора 1. Входами разностных сигналов азимута и угла места системы являются соответственно первый и второй входы первого коммутатора 4, выход которого подключен ко второму входу первого манипулятора 2 фазы. Выход сумматора 3 соединен со входом усилителя 5 высокой частоты, выход которого подключен к первому входу смесителя 6, выход которого соединен со входом логарифмического усилителя 7 промежуточной частоты, выход которого подключен к первому входу блока 8 разделения сигналов, первый, второй, третий и четвертый выходы которого соединены с соответствующими входами блока 9 внутриимпульсной обработки сигналов, первый и второй выходы которого подключены к соответствующим входам блока 10 формирования сигнала сопровождения по дальности и блока 11 выделения сигналов углового рассогласования, третий и четвертый входы которого соединены с соответствующими выходами блока 9 внутриимпульсной обработки сигналов, пятый вход которого является входом кода фазовой манипуляции системы, входом тактовых импульсов которой являются третий вход первого коммутатора 4, шестой вход блока 9 внутриимпульсной обработки сигналов и первый вход второго коммутатора 12, второй вход которого подключен к выходу блока 11 выделения сигналов углового рассогласования. Второй вход смесителя 6 является входом сигнала гетеродина системы, входом опорного сигнала которой являются второй вход блока 8 разделения сигналов и первый вход второго манипулятора 13 фазы, выход и второй вход которого соединены соответственно с третьим входом блока 8 разделения сигналов и первым выходом кодового генератора 1, второй выход подключен к седьмому входу блока 9 внутриимпульсной обработки сигналов. Выход блока 10 является выходом суммарного сигнала системы, выходами азимутального и угломестного сигналов рассогласования которой являются соответственно первый и второй выходы второго коммутатора 12.

Блок 1 (кодовый генератор см. фиг.2) предназначен для выработки синхроимпульсов и сигнала, кодированного в соответствии с кодом внутриимпульсной фазовой манипуляции зондирующих сигналов РЛС. Первым входом кодового генератора 1 являются единичный вход триггера 14, вход генератора 15 синхроимпульсов, первый вход регистра 16 сдвига и вход линии 17 задержки, выход которой соединен с нулевым входом триггера 14, прямой выход которого подключен к первому входу элемента 18 И, второй вход и выход которого соединены соответственно с выходом генератора синхроимпульсов 15 и вторым входом регистра 16 сдвига, выход и третий вход которого являются соответственно первым выходом и вторым входом кодового генератора 1, вторым выходом которого является выход элемента 18 И.

Блок 2 (первый манипулятор фазы см. фиг. 3) обеспечивает изменение фазы разностного сигнала по высокой частоте. Первым и вторым входами первого манипулятора 2 фазы являются соответствующие входы переключающей схемы 19, первый и второй выходы которой соединены со входами соответствующих линий 20 и 21 задержки, выходы которых подключены к соответствующим входам элемента 22 ИЛИ, выход которого является выходом первого манипулятора 2 фазы.

Блок 8 разделения сигналов (см. фиг. 4) осуществляет разделение совокупности суммарного и разностного сигналов на их квадратурные составляющие. Первым входом блока 8 разделения сигналов являются первые входы первого, второго, третьего и четвертого фазовых детекторов 23, 24, 25 и 26, выходы которых через соответствующие разделительные емкости 27, 28, 29 и 30 соединены со входами соответствующих видеоусилителей 31, 32, 33 и 34, выходы которых являются соответствующими выходами блока 8 разделения сигналов. Второй вход второго фазового детектора 24 соединен с выходом первого фазовращателя 35. Второй вход первого фазового детектора 23 и вход первого фазовращателя 35 являются вторым входом блока 8 разделения сигналов, третьим входом которого являются второй вход четвертого фазового детектора 26 и вход второго фазовращателя 36, выход которого соединен со вторым входом третьего фазового детектора 25.

Блок 9 внутриимпульсной обработки сигналов (см. фиг. 5) предназначен для сжатия квадратурных составляющих фазоманипулированных суммарного и разностного сигналов видеочастоты. Первым, вторым, третьим и четвертым входами блока 9 внутриимпульсной обработки сигналов являются первые входы соответствующих амплитудно-временных квантователей 37, 38, 39 и 40, выходы которых соединены с первыми входами соответствующих цифровых фильтров 41, 42, 43 и 44 сжатия, вторые и третьи входы которых являются соответственно пятым и шестым входами блока 9 внутриимпульсной обработки сигналов, седьмым входом которого являются вторые входы амплитудно-временных квантователей 37, 38, 39 и 40 и четвертые входы цифровых фильтров 41, 42, 43 и 44 сжатия, выходы которых являются соответствующими выходами блока 9 внутриимпульсной обработки сигналов.

Блок 10 (см. фиг. 6) обеспечивает объединение квадратурных составляющих суммарного сигнала. Первым и вторым входами блока 10 объединения квадратур являются входы соответствующих квадраторов 45 и 46, выходы которых соединены с соответствующими входами сумматора 47, выход которого является выходом блока 10.

Блок 11 выделения сигналов углового рассогласования (см. фиг. 7) осуществляет образование сигналов углового рассогласования. Первым, вторым, третьим и четвертым входами блока 11 выделения сигналов углового рассогласования являются входы соответствующих квантователей 48, 49, 50 и 51. Выходы первого и третьего квантователей 48 и 50 соединены соответственно с первым и вторым входами первого умножителя 52, выход которого подключен к первому входу блока 53 объединения, второй вход которой соединен с выходом второго умножителя 54, первый и второй входы которого подключены к выходам соответственно второго и четвертого квантователей 49 и 51. Выход блока 53 объединения является выходом блока 11 выделения сигналов углового рассогласования.

Блок 13 (второй манипулятор фазы см. фиг.8) предназначен для изменения фазы опорного сигнала промежуточной частоты. Первым и вторым входами второго манипулятора 13 фазы являются соответствующие входы переключателей схемы 55, первый выход которой подключен к первому входу элемента 56 ИЛИ, второй вход которого соединен с выходом фазовращателя 57, вход которого подключен ко второму выходу переключающей схемы 55. Выходом второго манипулятора 13 фазы является выход элемента 56 ИЛИ.

Цифровые фильтры 41, 42, 43 и 44 сжатия обеспечивают согласованную фильтрацию (сжатие) соответствующих квадратурных составляющих суммарного и разностного сигналов и имеют аналогичную структуру (см. фиг. 9). Первым и вторым входами цифрового фильтра 41 (42, 43, 44) сжатия являются первые входы соответственно регистра 58 сдвига и регистра 59 кода, выходы которых подключены соответственно к первому и второму входам сумматоров 60 по модулю 2, с 1-го по N-й (N длина кода внутриимпульсной фазовой манипуляции зондирующих сигналов радиолокатора), выходы которых соединены с соответствующими входами сумматора 61 одноразрядных чисел, выход которого подключен ко входу комбинационного сумматора 62, выход которого является выходом цифрового фильтра 41 (42, 43, 44) сжатия, третьим входом которого являются вторые входы регистра 59 кода и регистра 58 сдвига, третий вход которого является четвертым входом цифрового фильтра 41 (42, 43, 44) сжатия.

Одноканальная моноимпульсная радиолокационная система определения направления функционирует следующим образом.

В исходном состоянии триггер 14 кодового генератора 1 находится в положении, когда на его прямом выходе сигнал отсутствует, что соответствует выключенному состоянию кодового генератора 1.

Обработка сигналов в системе осуществляется периодически (с периодом повторения зондирующих посылок). Начало обработки задается подачей тактовых импульсов на единичный вход триггера 14, а окончание подачей тех же импульсов на нулевой вход триггера 14 после их задержки в линии 17 задержки. Время задержки, равное длительности принятого сигнала, определяет продолжительность рабочего состояния системы. Тактовые импульсы, поступающие со входа тактовых импульсов системы, синхронизированы частотой повторения зондирующих посылок таким образом, что в систему они подаются с задержкой относительно соответствующих зондирующих импульсов, которая определяется дальностью до сопровождаемой цели. С периодичностью осуществляется и переключение разностных сигналов азимута и угла места на входе системы, а также переключение азимутального и угломестного сигналов рассогласования на выходе системы путем подачи тактовых импульсов соответственно на третий вход первого коммутатора 4 и первый вход второго коммутатора 12.

Для повышения помехозащищенности РЛС по отношению ко всем видам ответных помех и обеспечения высокой разрешающей способности по дальности производится внутриимпульсная двухуровневая (0; ) фазовая манипуляция (ФМ) зондирующих сигналов двоичным многоразрядным кодом (М-последовательностью) по псевдослучайному закону. Причем в каждом периоде зондирования формируется (и, соответственно, подается на вход кода ФМ системы) новая М-последовательность. Перестройка кода приводит к флуктуациям амплитуд боковых лепестков сжатых сигналов от периода к периоду, не влияя на величину главного пика сигнала цели. После межпериодного накопления за время пачки импульсов в устройстве первичной обработки происходит статическое усреднение сигналов, приводящее к существенному снижению относительного уровня боковых лепестков.

После суммарно-разностного преобразования принимаемые сигналы поступают: суммарный сигнал на второй вход сумматора 3, разностные сигналы азимута и угла места соответственно на первый и второй входы первого коммутатора 4. С приходом со входа тактовых импульсов системы очередного импульса осуществляется запись в регистр 16 сдвига кода ФМ (поступающего со входа кода ФМ системы) и синхронизация генератора 15 синхроимпульсов. Тактовый импульс обеспечивает также появление на прямом выходе триггера 14 сигнала, разрешающего прохождение через элемент 18 И импульсов, вырабатываемых генератором 15 синхроимпульсов. Частота импульсов генератора 15 синхроимпульсов сопряжена с длительностью одного дискрета фазоманипулированного сигнала (дискрета дальности), тем самым обеспечивается поэлементное считывание записанного в регистр 16 сдвига кода ФМ. Считываемый кодированный сигнал поступает на первый вход первого манипулятора 2 фазы, на второй вход которого с выхода первого коммутатора 4 подается разностный сигнал (либо азимута, либо угла места).

Кодированный сигнал в первом манипуляторе 2 фазы поступает на первый вход переключающей схемы 19, управляя ею таким образом, что при нулевом значении разряда кода ФМ разностный сигнал подключается ко входу первой линии 20 задержки, а при единичном значении разряда ко входу второй линии 21 задержки. Первая линия 20 задержки обеспечивает изменение фазы сигнала на 90 град. а вторая линия 21 задержки на 270 град. Тем самым в результате прохождения через первый манипулятор 2 фазы разностного сигнала его фаза по отношению к фазе суммарного сигнала в каждый момент времени оказывается сдвинутой на 90 град.

В качестве фазосдвигающих элементов первого манипулятора 2 фазы отраженного от цели высокочастотного сигнала малой мощности может быть использован, например, проходной фазовращатель с двумя параллельными цепями (линиями задержки) на p-i-n диодах, имеющих время переключения в пределах 10.100 нс. Такой фазовращатель является широкополосным (то есть создает временной, а не чисто фазовый сдвиг), обладает высокой точностью и выполняется в микрополосковом исполнении, то есть имеет малые габариты, что особенно важно для бортовой аппаратуры.

Поступающие на второй и первый входы сумматора 3 соответственно суммарный и разностный сигналы могут быть записаны в виде



где U₁ и U₂ амплитуды соответственно суммарного и разностного сигналов; _вч несущая (высокая) круговая частота сигналов; _o - начальная фаза сигналов; _к и _м фазовые сдвиги, вносимые соответственно ФМ зондирующих сигналов и первым манипулятором 2 фазы разностного сигнала, причем _к+_м=90 град..

Амплитуды суммарного и разностного входных сигналов определяются характеристиками соответствующих диаграмм направленности антенного устройства амплитудной моноимпульсной РЛС и равны



где U_о амплитуда принятого отраженного сигнала; F и F - характеристики соответственно суммарной и разностной диаграмм направленности антенного устройства.

После объединения в сумматоре 3 разностного и суммарного сигналов их совокупность усиливается по высокой частоте в усилителе 5 высокой частоты, преобразуется по частоте в смесителе 6 и усиливается по промежуточной частоте в логарифмическом усилителе 7 промежуточной частоты. Высокостабильный гетеродинный сигнал, поступающий на второй вход смесителя 6 со входа сигнала гетеродина системы, формируется задающим генератором передатчика когерентно с излучаемым фазоманипулированным сигналом. При этом частота гетеродинных колебаний смещена относительно частоты сигнала на величину промежуточной частоты. Это смещение не зависит от частоты сигнала и остается постоянным для всех рабочих частот в диапазоне перестройки частоты, что делает ненужной автоматическую подстройку частоты в приемном тракте системы.

Таким образом, после усиления по высокой частоте и преобразования по частоте совокупность сигналов на входе логарифмического усилителя 7 промежуточной частоты может быть записана в виде



где K₁ постоянный коэффициент; _пч -несущая (промежуточная) круговая частота сигналов.

При отношениях сигнал/шум, достаточных для работы автоматической регулировки усиления, сигнал на выходе логарифмического усилителя 7 промежуточной частоты будет равен



где K₂ постоянный коэффициент,

или



где

Отсюда следует, что при больших отношениях сигнал/шум автоматическая регулировка усиления осуществляет нормировку сигналов с точностью не хуже 30% Такой точности достаточно для обеспечения работы приемного тракта в линейном режиме и исключения дополнительных фазовых искажений, возникающих при насыщении отдельных каскадов усиления.

После усиления и преобразования сигналы поступают в блок 8 разделения сигналов, где разделяются на квадратурные (косинусные и синусные) составляющие суммарного и разностного сигналов. Построение видеотрактов приемника в виде идентичных квадратурных каналов, как известно, используется для исключения энергетических потерь принимаемого высокочастотного сигнала, вызванных изменением его фазы. Квадратурные каналы отличаются тем, что на их фазовые детекторы опорные напряжения подаются со сдвигом 90 град. В качестве опорных напряжений используются колебания промежуточной частоты, формируемые задающим генератором передатчика когерентно с излучаемым сигналом. Для устранения фазовых искажений, вызванных движением носителя РЛС, опорное напряжение (подаваемое со схода опорного сигнала системы) предварительно корректируется на величину частоты Доплера, пропорциональную скорости сближения носителя РЛС с сопровождаемой целью. Необходимый сдвиг частоты опорного напряжения может быть выполнен, например, с помощью системы фазовой автоподстройки частоты [5, с.26]

Разделяемые сигналы поступают на первые входы фазовых детекторов 23, 24, 25 26, на вторые входы которых поступают опорные напряжения промежуточной частоты. Фазовращатели 35 и 36 на 90 град. обеспечивают ортогональность опорных напряжений в квадратурных каналах. Квадратурные каналы, образованные фазовыми детекторами 23 и 24, разделительными емкостями 27 и 28 и видеусилителями 31 и 3, выделяют косинусную и синусную составляющие x_c и x_s суммарного сигнала путем подачи на вторые входы фазовых детекторов 23 и 24 ортогональных гармонических опорных напряжений. Выделение квадратурных составляющих x_c и x_s разностного сигнала происходит в квадратурных каналах, образованных фазовыми детекторами 25 и 26, разделительными емкостями 29 и 30 и видеоусилителями 33 и 34, путем подачи на вторые входы фазовых детекторов 25 и 26 ортогональных опорных напряжений с фазой, изменяемой вторым манипулятором 13 фазы.

Второй манипулятор 13 фазы функционирует аналогично первому манипулятору 2 фазы. Кодированный сигнал, поступающий на второй вход переключающей схемы 55, обеспечивает подключение опорного напряжения (поступающего на первый вход переключающей схемы 55 со входа опорного сигнала системы) либо непосредственно к элементу 56 ИЛИ (при нулевом значении разряда кода ФМ), либо через выполненный на RC-элементах фазовращатель 57 (при единичном значении разряда кода ФМ), который изменяет фазу опорного сигнала на 180 град.

Сформированные соотношения сигналов: ортогональность суммарного и разностного сигналов, а также ортогональность опорных колебаний в одноименных квадратурных каналах суммарного и разностного сигналов обеспечивают получение на выходе фазовых детекторов 23, 24, 25 и 26 аддитивных смесей из переменного и постоянного напряжений. Переменное напряжение обусловлено соответствующей квадратурой составляющей суммарного или разностного сигналов и представляет собой видеосигнал, амплитуда которого промодулирована кодом ФМ сигнала (0, ). Постоянное напряжение обусловлено незнанием начальной фазы принятого сигнала и перекрестной связью каналов, в результате которой в квадратурных каналах суммарного сигнала появляются напряжения, обусловленные разностным сигналом, и наоборот (в квадратурных каналах разностного сигнала появляются напряжения, обусловленные суммарным сигналом).

Таким образом, средние значения напряжений на выходах фазовых детекторов 23, 24, 25 и 26 можно представить в виде



где K₃ постоянный коэффициент; U_оп и _оп соответственно амплитуда и фаза опорного сигнала; здесь учтено, что _оп=0, _к принимает лишь два значения; 0 или 180 град. а _к+_м=90 град.



здесь учтено, что в данном случае _оп=90 град.



здесь учтено, что _оп-_к=90 град., а _м-_оп=0;



здесь учтено, что _к-_оп=0, а _м-_оп=90 град.

Постоянные напряжения подавляются соответствующими разделительными емкостями 27, 28, 29 и 30. Разделительные квадратурные составляющие суммарного и разностного сигналов поступают в соответствующие видеоусилители 31, 32, 33 и 34, которые осуществляют двухполярное усиление. Причем четвертый видеоусилитель 34 кроме усиления осуществляет еще и инвертирование видеосигнала с тем, чтобы знак переменной составляющей напряжения привести в соответствие со знаками переменных составляющих остальных напряжений. Частотные характеристики видеоусилителей согласованы со спектром одного дискрета излучаемого сигнала. Для дальнейшего преобразования видеосигналы x_c, x_s, x_c и x_s подаются в блок 9 внутриимпульсной обработки сигналов.

Учитывая неприемлемость корреляционных способов обработки фазоманипулированных сигналов (сжатия по спектру) в бортовых РЛС из-за громоздкости аппаратуры, необходимой для их реализации, используется оптимальная фильтрация сжатие по времени на видеочастоте дискретными методами с применением современной элементной базы (интегральных микросхем). Преобразование процессов на входе блока 9 внутриимпульсной обработки сигналов заключается в бинарном квантовании по амплитуде и нормировке сигналов по длительности, в результате чего образуется последовательность импульсов, занимающих фиксированное положение на оси времени. Порог квантования установлен равным нулю, что позволяет стабилизировать уровень шумов, так как вероятности появления положительных и отрицательных выбросов шума на выходе фазовых детекторов квадратурных каналов равны между собой и не зависят от интенсивности шума. Квантующий оператор, реализуемый каждым из амплитудно-временных квантователей 37, 38, 39 и 40, при этом может быть записан в виде



Здесь X(t) и Y_i, i 1, 2, N (N число разрядов кода ФМ) - соответственно процесс на входе и проквантованный сигнал, представляющий собой последовательность логических нулей и единиц, на выходе амплитудно-временного квантователя;

t_i момент квантования, удовлетворяющий условию

(i-1)_и t_i < i_и или t_i=(i-1)_и+K_и,

где _и длительность одного дискрета фазоманипулированного сигнала; 0K<1 нормированный к _и момент квантования, отсчитанный от начала i-го дискрета.

Начало каждого дискрета фазоманипулированного сигнала задается соответствующими импульсами, поступающими на вторые входы амплитудно-временных квантователей 37, 38, 39 и 40 с генератора 15 синхроимпульсов кодового генератора 1.

Бинарно-квантованные сигналы Y_c, Y_s, Y_c и Y_s с выходов соответствующих амплитудно-временных квантователей 37, 38, 39 и 40 поступают на соответствующие перестраиваемые цифровые фильтры 41, 42, 43 и 44 сжатия, каждый из которых согласован с законом ФМ зондирующего сигнала и реализует операцию дискретной свертки в соответствии с нерекурсивным алгоритмом



где операция суммирования по модулю 2; h_j q_N-j+1 - условие согласования фильтра с кодом ФМ. Момент согласования наступает при i N.

Здесь q_j [0; 1] в зависимости от значения разряда кода ФМ.

Цифровой фильтр 41 (42, 43, 44) содержит регистр 59 кода, в который тактовыми импульсами, поступающими со входа тактовых импульсов системы, записывается код ФМ. Тем самым обеспечивается настройка фильтра на используемую в данной зондирующей посылке М-последовательность (код ФМ). Этими же тактовыми импульсами обнуляется регистр 58 сдвига. После этого в регистр 58 сдвига начинают поступать бинарно квантовые сигналы Y_i, продвигаемые поэлементно импульсами с генератора 15 синхроимпульсов кодового генератора 1. Регистр 58 сдвига и регистр 59 кода имеют отводы от каждого разряда. Содержимое соответствующих разрядов в каждом такте (по каждому синхроимпульсу) сравнивается в сумматорах 60 по модулю 2. Результаты сравнения суммируются в сумматоре 61 одноразрядных чисел. Многоразрядные слова складываются комбинационным сумматором 62. В момент согласования (то есть пpи i=N) на выходах цифровых фильтров 41, 42, 43 и 44 сжатия формируются многоразрядные числа, соответствующие сжатому коду ФМ.

Квадратурные составляющие Z_c и Z_s суммарного сигнала соответственно с первого и второго выходов блока 9 внутриимпульсной обработки сигналов подаются в блок 10,

где в квадраторах 45 и 46 возводятся в квадрат и суммируются в сумматоре 47. С выхода блока 10 суммарный сигнал поступает в канал сопровождения цели по дальности (где, в частности, используется для привязки тактовых импульсов к дальности до сопровождаемой цели).

Образование сигналов углового рассогласования производится в блоке 11 выделения сигналов углового рассогласования путем сравнения квадратурных составляющих Z_c и Z_s сжатого суммарного сигнала с одноименными квадратурными составляющими Z_c и Z_s сжатого разностного сигнала.

Как известно [6, с.28] на выходе блока выделения ошибки моноимпульсной РЛС образование сигнала ошибки производится по правилу



где U, U и , модули и фазы сигналов разностного и суммарного каналов соответственно; b угол отклонения электрической оси антенны РЛС от направления на сопровождаемую цель.

В случае приема сигналов с помощью квадратурных каналов вышеприведенное соотношение преобразуется к виду



Применив с целью упрощения обработки квантование цифровых кодов Z_c, Z_s, Z_c и Z_s в соответствующих квантователях 48, 49, 50 и 51 на три уровня по правилу



(где Zo порог квантования), а также перемножение величин L(Z_c) и L(Z_c) (в умножителе 52), L(Z_s) и L(Z_s) (в умножителе 54), окончательно на выходе схемы 53 объединения получим

()=sign[L(Z_c)L(Z_c)+L(Z_s)L(Z_s)],

где

Выдача азимутального и угломестного сигналов рассогласования в соответствующие каналы углового сопровождения цели осуществляется с помощью второго коммутатора 12, который управляется импульсами со входа тактовых импульсов системы синхронно с переключением разностных сигналов азимута и угла места с помощью первого коммутатора 4.

Техническим преимуществом предлагаемой системы перед устройством - прототипом [4] является то, что обеспечивается одноканальный прием сигналов и выделение угловой информации в бортовых моноимпульсных РЛС сопровождения цели с внутриимпульсной фазовой манипуляцией зондирующих сигналов двоичным многоразрядным кодом. Использование сигналов с фазовой манипуляцией повышает помехозащищенность РЛС по отношению ко всем видам организованных ответных помех. Указанный технический результат от использования предлагаемой системы достигается тем, что объединение суммарного сигнала с разностными сигналами азимута и угла места осуществляется по высокой частоте поочередно с периодом повторения зондирующих посылок путем изменения фазы разностного сигнала и последующего его сложения с суммарным сигналом. Изменение фазы разностного сигнала обеспечивается таким образом, чтобы в каждый момент времени его фаза по отношению к фазе суммарного сигнала была сдвинута на 90 град.

Разделение преобразованных по частоте и усиленных сигналов осуществляется в квадратурных каналах суммарного и разностного сигналов. Для этого в квадратурных каналах, предназначенных для выделения суммарного сигнала, используются ортогональные гармонические опорные напряжения, а в квадратурных каналах, предназначенных для выделения разностного сигнала, ортогональные опорные напряжения с фазой, изменяемой в соответствии с кодом фазовой манипуляции синхронно с изменением фазы разностного сигнала на входе системы. Обусловленные незнанием начальной фазы принятого сигнала и перекрестной связью каналов постоянные составляющие подавляются разделительными емкостями.

Разделенные квадратурные составляющие сигналов с фазовой манипуляцией на видеочастоте преобразуются в цифровой код, обрабатываются в цифровых фильтрах сжатия и используются для выделения сигналов углового рассогласования, которые поочередно (синхронно с подключением разностных сигналов для объединения с суммарным сигналом на входе системы) подаются в соответствующие каналы углового сопровождения цели.

Пользуясь представленными в материалах заявки сведениями, чертежами и используя известные материалы, комплектующие изделия и технологию, предлагаемую систему можно изготовить в производстве и использовать в амплитудных суммарно-разностных моноимпульсных РЛС сопровождения цели для одноканального приема сигналов с внутриимпульсной фазовой манипуляцией двоичным многоразрядным кодом и выделения угловой информации, что доказывает промышленную применимость предлагаемого объекта изобретения.

Источники информации

1. Леонов А.И. Фомичев К.А. Моноимпульсная радиолокация. М. Радио и связь, 1984.

2. Signal comparison system. Патент США N 2721320.

3. Single channel monopulse radar receiver. Патент США N3162851.

4. Klaus D.E. Hollins R.P. Monochannel direction finding improves monopulse technique// Defense Electronics. 1982. V.14-p.35(прототип).

5. Шахгильдян В.В. Ляховкин А.А. Системы фазовой автоподстройки частоты. М. Связь, 1972.

6. Свиридов Э.Ф. Сравнительная эффективность моноимпульсных радиолокационных систем пеленгации.Л. Судостроение, 1964.