широкополосный усилитель мощности

Формула изобретения

1. ШИРОКОПОЛОСНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ, содержащий транзистор, включенный по схеме с общим эмиттером, база которого соединена с выходом источника возбуждения, эмиттер через катушку индуктивности соединен с общей шиной, а коллектор с нагрузкой и первым выводом конденсатора обратной связи, отличающийся тем, что второй вывод конденсатора обратной связи подключен к эмиттеру транзистора.

2. Усилитель по п.1, отличающийся тем, что величины емкости C конденсатора и индуктивности L катушки индуктивности равны





где R_н величина сопротивления нагрузки;

f_т предельная частота транзистора по току в схеме с общим эмиттером;

C_к величина емкости коллекторного перехода транзистора;



R_и величина внутреннего сопротивления источника возбуждения.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в трактах усиления мощности радиопередающих устройств.

Цель изобретения упрощение схемы усилителя, расширение его диапазона рабочих частот и повышение выходной мощности.

На фиг. 1 представлена принципиальная электрическая схема усилителя; на фиг. 2 и 3 векторные диаграммы токов и напряжений, поясняющие его работу.

Усилитель содержит транзистор 1, между эмиттером которого и общей шиной включена индуктивность 2. Между коллектором и эмиттером транзистора 1 включен конденсатор 3 обратной связи. База транзистора 1 соединена с источником 4 возбуждения усилителя, а между коллектором транзистора 1 и общей шиной включена нагрузка 5 усилителя. Напряжение питания на усилитель подается через развязывающий дроссель 6. На базу транзистора через делитель 7, 8 напряжения подается смещение. В цепи базы транзистора 1 и цепи нагрузки 5 включены первый и второй развязывающие конденсаторы 9 и 10. Источник 4 возбуждения может представлять собой предыдущий каскад усиления или генератор высокой частоты.

Усилитель работает следующим образом.

На базу транзистора 1 подается входное напряжение от источника 4. Ток эмиттера I_э транзистора 1 содержит активную высокочастотную составляющую I_э(Re), синфазную управляющему напряжению U_бэ на эмиттерном переходе транзистора 1, и реактивную высокочастотную составляющую I_э(Im), сдвинутую на /2 по отношению к напряжению U_бэ. Ток I_L, текущий через индуктивность 2, формируется из тока I_э эмиттера и тока I_с, текущего через конденсатор 3 и сдвинутого на /2 относительно напряжения U_бэ. При соответствующем выборе емкости конденсатора 3 ток I_с через этот конденсатор компенсирует составляющую I_э(Im) тока эмиттера, и ток I_L, протекающий через индуктивность 2, совпадает по величине и фазе с составляющей I_э(Re) тока эмиттера и оказывается синфазным управляющему напряжению U_бэ.

Ток коллектора I_к транзистора 1 содержит активную высокочастотную составляющую I_к(Re), синфазную U_бэ и реактивную высокочастотную составляющую I_к(Im), сдвинутую на /2 относительно U_бэ. Ток I_н, текущий в нагрузке 5, состоит из коллекторного тока I_к и тока I_с конденсатора 3 (ток конденсатора 3 также сдвинут на /2 относительно U_бэ). Следовательно, напряжение U_н на коллекторном выводе (на нагрузке 5) сдвинуто относительно U_бэ на угол, находящийся между /2 и Напряжение U_кэ между коллектором и эмиттером транзистора 1 равно разности напряжений U_н и U_L на нагрузке 5 и индуктивности 2. Как видно из фиг. 2, при соответствующем выборе величины индуктивности 2, определяющей напряжение U_L, напряжение между коллектором и эмиттером транзистора 1 оказывается строго противофазным управляющему напряжению U_бэ, что свидетельствует о полном фазовом согласовании транзистора с нагрузкой, т.е. о выходном согласовании.

Ток базы согласованного по выходу транзистора сдвинут на /2 относительно напряжения на его эмиттерном переходе. Ток I_б базы транзистора 1 является входным током усилителя каскада на этом транзисторе. Входное напряжение каскада совпадает с напряжением на базовом выводе транзистора 1. Оно практически не отличается от высокочастотного напряжения U_э на эмиттерном выводе, которое равно напряжению U_э и сдвинуто на /2 по отношению к U_бэ. Поэтому входной ток и входное напряжение усилительного каскада на транзисторе 1 синфазны, что свидетельствует о согласовании усилителя.

Таким образом, усилитель оказывается полностью согласованным по входу и выходу без использования сложных согласующих цепей. Следует отметить тот факт, что активное значение входного сопротивления усилителя означает поглощение высокочастотной мощности на входе усилителя. Поскольку практически все падение входного напряжения происходит на чисто реактивном элементе, а именно индуктивности, поглощаемая на входе усилителя мощность не рассеивается в транзисторе, а передается в нагрузку R_н, суммируясь там с высокочастотной мощностью, генерируемой самим транзистором 1. Таким образом, данный усилитель осуществляет каскадное суммирование мощностей, обеспечивая тем самым увеличение выходной мощности.

В зависимости от конкретных значений величин емкости конденсатора 3 и индуктивности 2 диапазон частот согласования усилителя по входу и выходу (а следовательно, и диапазон рабочих частот усилителя) может быть различным. Как показывают теоретические расчеты, максимальная ширина полосы рабочих частот достигается при величине C емкости конденсатора 3 и величине индуктивности 2 равных

и (1)

C + C_к( 1)

L RC_к+ (2) где R_и/R_н,

R_и внутреннее сопротивление источника 4 возбуждения усилителя (например выходное сопротивление предыдущего усилительного каскада);

R_н сопротивление нагрузки 5 усилителя;

f_т предельная частота усиления по току транзистора 1 в схеме с общим эмиттером,

C_к емкость коллекторного перехода транзистора 1.

В случае, когда входное сопротивление усилителя равно сопротивлению нагрузки, т. е. R_и R_н, что имеет место в большинстве случаев, выражения (1) и (2) принимают вид

C + C_к и (3)

L RC_к+ (4)

Коэффициент K_р усиления усилителя по мощности на частоте f определяется выражением

K_р= 1+ (5) где R_i=

Теоретически в предложенном усилителе ограничений по частоте сверху вообще нет, однако на очень высоких частотах начинает сказываться влияние паразитных емкостей и индуктивностей, в то время как традиционные схемы усилителей на таких высоких частотах вообще не работоспособны ( их верхняя рабочая частота составляет не более 50 МГц).

Положительный эффект будет возникать и в случае использования индуктивности 2 и конденсатора 3, величины которых отличаются от оптимальных значений, соответствующих выражениям (1) и (2). Как показали эксперименты, изменение величин индуктивности или конденсатора в пределах 15% от оптимальных величин, определяемых по формулам (1) и (2), вызывают лишь незначительное уменьшение коэффициента усиления по мощности на высоких частотах (в пределах нескольких процентов). При более значительных отклонениях величин индуктивности и конденсатора от оптимальных коэффициент усиления по мощности резко падает. Например, при отклонении этих величин на 20% коэффициент усиления по мощности на частотах 15, 30, 50, 200 и 300 МГц соответственно составляет 130, 60, 5,0 и 0.

Таким образом, теоретические исследования и практические расчеты показывают, что включение конденсатора между коллекторным и эмиттерным выводами транзистора и индуктивности в цепь его эмиттера позволяет нейтрализовать входную и выходную инерционности транзистора и передать высокочастотную мощность, поглощаемую на входе усилителя, в нагрузку.

В результате достигается следующий положительный эффект: расширение диапазона рабочих частот усилителя; упрощение конструкции усилителя в результате исключения из его конструкции сложных согласующих цепей; возможность миниатюризации устройства путем изготовления транзисторов со встроенными реактивностями, что является особенно перспективным направлением в разработке усилителей, увеличение максимально достижимой выходной мощности усилителя, которая в предложенной схеме в отличие от известных может намного превышать мощность, генерируемую транзистором усилителя.

Некоторое снижение коэффициента усиления по мощности на относительно низких частотах, имеющее место в предлагаемом усилителе, можно легко компенсировать путем каскадного соединения усилителей, собранных по предлагаемой схеме. Такое соединение не приведет к снижению КПД, так как благодаря эффекту каскадного суммирования мощностей высокочастотная мощность, подаваемая на вход каждого каскада, не теряется, а практически вся передается в нагрузку.