активный высокочастотный фильтр

Формула изобретения

АКТИВНЫЙ ВЫСОКОЧАСТОТНЫЙ ФИЛЬТР, содержащий первый и второй транзисторы, эмиттер второго транзистора соединен с коллектором первого транзистора и с первым выводом первого конденсатора, второй вывод которого соединен с базой второго транзистора, базы первого и второго резисторов, вторые выводы которых соединены соответственно с эмиттером первого транзистора и первыми выводами второго конденсатора третьего резистора, вывод которого соединен с линией питания, четвертый резистор и третий конденсатор, первый вывод которого соединен с общей шиной, причем база первого транзистора является входом активного высокочастотного фильтра, отличающийся тем, что, с целью расширения диапазона рабочих частот, увеличения добротности и повышения стабильности параметров амплитудно-частотной характеристики, база второго транзистора соединена с первым выводом четвертого резистора, второй вывод которого соединен с общей шиной, а коллектор второго транзистора соединен с шиной питания.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано для фильтрации высокочастотных сигналов в радиоприемных и других радиотехнических устройствах.

Цель изобретения - расширение диапазона рабочих частот, увеличение добротности и повышение стабильности параметров.

На чертеже представлена принципиальная электрическая схема активного высокочастотного фильтра.

Активный высокочастотный фильтр содержит первый 1 и второй 2 транзисторы, первый 3, третий 4, второй 5 и четвертый 6 резисторы, первый 7, третий 8 и второй 9 конденсаторы и источник питания 10.

Активный высокочастотный фильтр работает следующим образом.

Входной сигнал поступает на выходную шину по двум ветвям. Первая ветвь: база транзистора 1 - коллектор транзистора 1 - эмиттер транзистора 2 - нагрузка; вторая ветвь: база транзистора 1 - эмиттер транзистора 1 - база транзистора 2 (так как конденсатор 9 является разделительным) - эмиттер транзистора 2 - нагрузка. При этом транзистор 1 можно рассматривать как фазоинверсный: на эмиттере этого транзистора фаза сигнала такая же, как на базе, а на коллекторе сдвинута относительно входного на 180^о (без учета фазового сдвига крутизны транзистора и влияния фазовых сдвигов нагрузок по эмиттерной и коллекторной цепям). Таким образом, на эмиттерный повторитель на транзисторе 2, а следовательно, и на нагрузку поступают два противофазных сигнала (без учета фазового сдвига в эмиттерном повторителе). В случае равенства амплитуд противофазных сигналов, осуществляемого соответствующим выбором нагрузок по эмиттерной и коллекторной цепям транзистора 1, коэффициент передачи устройства близок к нулю, что реализуется в полосе заграждения фильтра. Для реализации большого коэффициента передачи в полосе пропускания служат конденсаторы 7 и 8, с помощью которых осуществляются фазовые сдвиги по обеим ветвям, приводящие к синфазности сигналов в нагрузке на частоте квазирезонанса активного фильтра.

В эмиттерной цепи транзистора 1 имеет место последовательный резонанс, обусловленный емкостью 8 и индуктивной составляющей крутизны Y₂₁ транзистора, частота которого определяется по формуле

₁ = , (1) где _т^I - частота единичного усиления транзистора 1;

С₈ - емкость конденсатора 8;

r_б^l - объемное сопротивление базы транзистора 1.

Емкость конденсатора 8 выбирается так, чтобы область рабочих частот активного фильтра лежала ниже частоты ₁, т.е. там, где импеданс эмиттерной цепи транзистора 1 носит емкостной характер, тогда обеспечивается фазовый сдвиг напряжения на эмиттере близкий к -90^о.

С другой стороны, конденсатор 7 с индуктивной составляющей Y₂₁транзистора 2 образует параллельный колебательный контур, так как конденсатор 7 включен между базой и эмиттером транзистора 2, резонансная частота этого контура определяется по формуле

₂ = , (2) где _т^II - частота единичного усиления транзистора 2;

С₇ - емкость конденсатора 7;

r_б^ll - объемное сопротивление базы транзистора 2.

Сравнивая оба контура, можно сделать следующие выводы: собственная добротность первого контура, резонансная частота которого определяется по формуле (1), намного меньше добротности параллельного колебательного контура, так как в первом случае имеет место шунтирование контура параллельным соединением резистора 6 (имеющего величину порядка сотен Ом) с последовательно включенным сопротивлением генератора и резистора 3. Что же касается параллельного колебательного контура, резонансная частота которого определяется по формуле (2), то он нагружен на высокое выходное сопротивление транзистора 1, который в данном случае можно рассматривать как генератор стабильного тока. Таким образом, резонансная частота активного фильтра в большей степени определяется конденсатором 7 (точнее частотой резонанса параллельного контура). На определенной частоте ₀ за счет расстройки относительно частоты ₂ параллельный колебательный контур также обеспечивает фазовый сдвиг входного сигнала, который, суммируясь с фазовым сдвигом сигнала на последовательном контуре, приводит к синфазности сигналов на выходе, что эквивалентно наличию полосы пропускания фильтра. При этом увеличивается степень ослабления сигнала в полосе заграждения фильтра, так как наряду с избирательными свойствами эквивалентного колебательного контура используется еще фазовый метод компенсации.

Точное значение резонансной частоты фильтра может быть определено по формуле

_o , (3) где С_к - емкость коллекторного перехода;

R_г - сопротивление источника сигнала;

g₁ - проводимость резистора 3;

g- суммарная проводимость (проводимость параллельного соединения по высокой частоте резисторов 4 и 6).

Повышение стабильности основных параметров активного высокочастотного фильтра достигается за счет конденсатора 8. При отсутствии конденсатора 8 работоспособность фильтра сохраняется, однако при этом на величине резонансной частоты фильтра сильно сказывается влияние внутренних емкостей самого транзистора, которые имеют значительный разброс. При введении конденсаторов 8, величина которого намного больше С_к, влияние разброса С_к уменьшается. Емкость конденсатора 8 должна выбираться, исходя из следующего условия: С_к << С₈ << С₇. Верхняя граница С₈ обусловлена тем, что, с одной стороны, увеличение С₈приводит к уменьшению коэффициента передачи по второй ветви, а следовательно, и к уменьшению добротности фильтра, а с другой стороны, затрудняется получение синфазных сигналов на эмиттере и базе транзистора 2, что приводит к уменьшению подавления в полосе заграждения фильтра.

В фильтре реализуется высокое значение нагруженной добротности как за счет положительной обратной связи через конденсатор 7, так и за счет уменьшения собственного сопротивления потерь эквивалентной индуктивности фильтра. Сопротивление потерь для предлагаемого фильтра определяется как R_n = R_г/ (₁₂), где ₁,₂ - коэффициенты усиления по току для схемы с ОЭ транзисторов 1 и 2. Это следует из того, что выходной транзистор 2 (включенный по схеме с ОК) является нагрузкой для транзистора 1, который по второй ветви также является ОК. Кроме того, повышение добротности в фильтре обеспечивается за счет большой скорости изменения фазового сдвига вблизи частоты ₀ (в сторону обеспечения синфазности сигналов на базе и эмиттере транзистора 2), т.е. большой крутизны фазовой характеристики в окрестностях резонансной частоты. Дополнительному увеличению добротности при заданном запасе по устойчивости способствует резистор 3, так как с его помощью по частоте ₀ можно обеспечить равенство амплитуд сигналов на базе и эмиттере транзистора 2 и тем самым повысить нагруженную добротность за счет увеличения коэффициента передачи на частоте ₀ .

Расширение диапазона рабочих частот фильтра достигается за счет того, что при изменении емкости конденсатора 7, фазировка сигналов на электродах транзистора 2 будет осуществляться на другой частоте, которая и будет являться резонансной. При этом, если увеличить емкость конденсатора 7, то резонансная частота фильтра будет уменьшаться. Также будет уменьшаться комплексное сопротивление в эмиттерной цепи транзистора 1, так как С₇ по высокой частоте включен параллельно С₈через низкоомное выходное сопротивление транзистора 2. Уменьшение комплексного сопротивления в эмиттерной цепи транзистора 1 приведет к увеличению коэффициента передачи по его коллекторной цепи. Таким образом, коэффициент передачи по первой ветви возрастет (приблизительно по закону ), но, так как уменьшается импеданс в цепи эмиттера транзистора 1, то соответственно уменьшается коэффициент передачи по второй ветви, следовательно, на базе транзистора 2 сигнал будет меньше, чем на его эмиттере, что при их синфазности обеспечит практически постоянный уровень выходного сигнала.