синтезатор частот

Формула изобретения

1. СИНТЕЗАТОР ЧАСТОТ, содержащий блок формирования кода несущей частоты, регистр сдвига, первый и второй управляемые кодом синтезаторы частот, блок преобразования частоты, который состоит из последовательно соединенных первого смесителя, первого полосового фильтра, второго смесителя и второго полосового фильтра, выход которого является выходом синтезатора частот, при этом второй вход второго смесителя и первый вход первого смесителя являются соответственно первым и вторым входами блока преобразования частоты, а второй вход первого смесителя является третьим входом блока преобразования частоты и высокочастотным входом синтезатора частот, отличающийся тем, что, с целью уменьшения уровня дискретных побочных составляющих в спектре выходного сигнала, введены первый и второй сумматоры кодов и формирователь кодов, информационный вход которого соединен с информационным входом регистра сдвига и подключен к выходу блока формирования кода несущей частоты, при этом выход регистра сдвига соединен с первым входом первого сумматора кодов, выход которого подключен к информационному входу первого управляемого кодом синтезатора частот, второй вход первого сумматора кодов соединен с вторым входом второго сумматора кодов и подключен к выходу формирователя кодов, выходы первого и второго управляемых кодом синтезаторов частот соединены соответственно с первым и вторым входами блока преобразования частоты, первый вход второго сумматора кодов является кодовым управляющим входом синтезатора частот, входы синхронизации блока формирования кода несущей частоты, регистра сдвига, формирователя кодов, первого и второго управляемых кодом синтезаторов частот являются входами тактовой частоты синтезатора частот.

2. Синтезатор частот по п. 1, отличающийся тем, что формирователь кодов выполнен в виде последовательно соединенных блока постоянного запоминания и регистра сдвига, вход синхронизации которого является входом тактовой частоты формирователя кодов, при этом вход блока постоянного запоминания и выход регистра сдвига являются соответственно информационным входом и выходом формирователя кодов.

3. Синтезатор частот по п. 1, отличающийся тем, что формирователь кодов содержит последовательно соединенные блок постоянного запоминания и триггер, а также последовательно соединенные делитель частоты и счетчик, вход обнуления которого соединен с выходом второго разряда блока постоянного запоминания, при этом адресный вход блока постоянного запоминания является информационным входом формирователя кодов, кодовый выход счетчика и выход триггера являются выходом формирователя кодов, вход делителя частоты соединен с входом синхронизации триггера и является входом синхронизации формирователя кодов.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к радиотехнике и может использоваться в радиоприемных, радиопередающих устройствах, измерительной технике.

Целью изобретения является уменьшение уровня дискретных побочных составляющих в спектре выходного сигнала.

На фиг. 1 представлена структурная электрическая схема синтезатора частот; на фиг. 2, 3 - варианты выполнения формирователя кодов.

Синтезатор частот содержит блок формирования кода несущей частоты (БФКНЧ) 1, регистр 2 сдвига, формирователь кодов (ФК) 3, первый и второй сумматоры кодов 4, 5, первый и второй управляемые кодом синтезаторы частот (УКСЧ) 6, 7, блок 8 преобразования частоты, который содержит второй и первый смесители 9, 10, второй и первый полосовые фильтры (ПФ) 11, 12. Формирователь кодов 3 (фиг. 2) содержит блок постоянного запоминания (БПЗ) 13 и регистр 14 сдвига, формирователь кодов (фиг. 3) содержит БПЗ 15, делитель 16 частоты, счетчик 17, триггер 18.

Синтезатор частот работает следующим образом. Для первого и второго УКСЧ входные коды однозначно определяют частоты выходных сигналов соответственно f₁ и f₂. Оба УКСЧ имеют одинаковый шаг по частоте и на них поступает одна опорная (тактовая) частота f_т. Кроме того, особенностью выполнения УКСЧ 6, 7 является то, что при работе в некоторой полосе частот уровень максимальных дискретных паразитных составляющих спектра (ПСС), попадающих в эту полосу, существенно зависит от значения частоты, а значит и от входного кода. Перечисленные особенности характерны для прямых цифровых синтезаторов частот (ПЦСЧ) как двухуровневых, так и многоуровневых. В первом случае этот блок может содержать цифровой накапливающий сумматор, сигнал переполнения которого пропускается через фильтр нижних частот (ФНЧ) (не показано). Во втором случае УКСЧ может состоять из последовательно соединенных цифрового накапливающего сумматора, преобразователя кодов "фаза-отсчет", ЦАП и ФНЧ (не показано). Для таких УКСЧ выходной сигнал имеет частоту f = = , где К - входной код частоты; f_т - тактовая частота накопления кода К в цифровом накопителе; Q - емкость накопителя. Спектр выходного сигнала содержит дискретные ПСС, которые занимают широкую полосу частот и отстоят друг от друга на расстоянии f_п = f_т/N. Здесь число N определяется из соотношения K/Q= M/N, где М и N - взаимно простые числа, т. е. их наибольший общий делитель равен единице.

При таких значениях частоты сигнала ПЦСЧ, которые соответствуют определенным значениям числа К, когда число N относительно мало, в заданную полосу рабочих частот будет попадать небольшое число паразитных составляющих, так как при этом расстояние между ними f_п велико. В таком случае возможны значительные уровни таких ПСС из-за концентрации спектра функции ошибки формирования на этих частотах. Функция ошибки формирования представляет собой разность

Uоф(t) = Uф(t) - Uн(t), где Uф(t) - сигнал, формируемый ПЦСЧ;

Uп(t) - идеальный требуемый сигнал.

Кроме того, при малых значениях N и при К, близких к максимальному К_max, может наблюдаться значительная зависимость уровня ПСС от фазы колебания. В частности, для многоуровневого ПЦСЧ это обусловлено тем, что при формировании сигнала в этом случае берется небольшое количество отсчетов из относительно большого возможного их числа. Остальные отсчеты при этом не участвуют в формировании. Но поскольку в реальных ЦАП существует зависимость процесса установления выходного напряжения от входного кода (динамическая нелинейность или "глитчи", а также статическая нелинейность), то в зависимости от набора конкретных отсчетов, соответствующих той или иной фазе, будет значительно меняться функция Uоф(t), а значит и уровни ПСС.

В тех же случаях, когда значение N велико, в заданную полосу рабочих частот попадает уже большее число дискретных паразитных составляющих (так как при этом расстояние между ними - f_п станет меньше). Уровень этих составляющих может уменьшиться, поскольку усредненная мощность функции ошибки Uоф(t) (учитывающая все отсчеты) при этом неизменна. Спектр этой функции как бы "расплывается". Вследствие того, что период функции ошибки формирования T_п = 1/f_п становится в таком случае большим и в процессе формирования принимают участие все или почти все, возможные отсчеты колебания (для многоуровневого ПЦСЧ), спектр ПСС усредняется и снижается зависимость его уровня от фазы колебания.

Таким образом, для УКСЧ можно варьировать уровнем дискретных ПСС изменяя значение частоты выходного сигнала.

Рассмотрим работу устройства (фиг. 1) для первого варианта выполнения формирователя кодов 3 (фиг. 2).

С выхода (БФКНЧ) 1, который синхронизируется тактовой частотой f_т, код несущей частоты К₁ поступает на информационные входы регистра 2 и формирователя кодов 3. Сигнал с частотой f_т подается на входы синхронизации блока 1, регистра 2, формирователя кодов 3. Это необходимо для того, чтобы коды на всех входах сумматоров кодов 4 и 5 появлялись одновременно (при смене значения К). С выхода регистра 2 код К₁поступает на первый вход сумматора 4. Диапазон изменения кода К_i (от К_1min до К_1max) определяет полосу рабочих частот синтезатора частот. На первый вход сумматора кодов 5 подается код К₂.

По первому варианту выполнения формирователя кодов 3 (фиг. 2) код К₁ подается на адресный вход БПЗ 13, который является информационным входом формирователя кодов 3. С выхода БПЗ 13 код К_о поступает на информационный вход регистра 14, в который этот код записывается при помощи импульсов тактовой частоты f_т. С выхода регистра 14 код К_оподается на вторые входы сумматоров кодов 4 и 5. Сумматоры кодов 4 и 5 идентичны и осуществляют алгебраическое сложение кодов, поданных на их входы. Таким образом, на выходе сумматора кодов 4 формируется код, равный К₁ + К_о. Этот код поступает на информациоинный вход УКСЧ 6. На выходе сумматора кодов 5 формируется код, равный К₂ + К_о. Этот код поступает на информационный вход УКСЧ 7. На входы синхронизации УК СЧ 6 и 7 подаются импульсы с частотой f_т.

В результате на выходе УКСЧ 6 формируется сигнал с частотой

f₁= = + = F₁+F_o,

а на выходе УКСЧ 7 - с частотой

f₂= = + = F₂+F_o

Числа, выраженные кодами К₁ и К₂, положительные, а число, выраженное кодом К_о - со знаком, т. е. К_о - может быть как положительным, так и отрицательным (чтобы не расширять диапазон частот УКСЧ) 6.

Кроме этого К_о может равняться нулю.

В общем случае каждому К₁ соответствует определенное К_о. При этом диапазон изменения К_о может быть меньше диапазона изменения К₁.

Таким образом, на первый и второй входы блока 8 поступают сигналы частотой f₁ и f₂ с выходов УКСЧ 6 и 7 соответственно. На третий вход блока преобразователя 8 поступает сигнал частотой f₃.

Сигналы с частотами f₂ и f₃ смешиваются в первом смесителе 10 и на выходе первого полосового фильтра 12 выделяется сигнал разностной частоты f₃-f₂. Этот сигнал в свою очередь смешивается с сигналом частоты f₁ во втором смесителе 9 и на выходе второго ПФ 11, который является выходом устройства, выделяется сигнал суммарной частоты (f₃-f₂) + f₁. При этом частота выходного сигнала

f_b = (f₃-f₂) + f₁ = (f₃-F₂) + F₁, где частота F₁ = определяется входным кодом К1

Здесь видно, что добавки частоты

F_o = , которые вводятся в оба канала синтезатора частот, взаимно компенсируется. Однако добавки позволяют снизить уровень дискретных ПСС для некоторых частот f_b (для них эти уровни могут быть значительными). Для таких частот и соответствующих значений К₁ подбираются такие F_о, а значит и К_о, чтобы у сигналов на выходах УКСЧ 6 и 7 с частотами f₁ и f₂уровни дискретных ПСС были ниже уровня ПСС при F_o = 0.

Но при этом возможны и ситуации, когда уровень ПСС будет минимальным при Fo = 0. Тогда необходимо, чтобы К_о = 0.

В частности, для ПЦСЧ с целью снижения уровня дискретных ПСС у сигналов с частотами f₁ и f₂ необходимо выбирать такие К_о для каждого К₁, чтобы величины N₁ и N₂ были достаточно большими. Здесь N₁ и N₂определяются из соотношений

= , = , где M₁ и N₂, а также М₂ и N₂ - взаимно простые числа. При этом возможны случаи, когда К₁ и К₂ кратны величине Q (М₁ = М₂ = = 1 при К_о = 0). Тогда в выходном сигнале в качестве ПСС присутствуют только гармоники. Если в рабочую полосу частот такие гармоники не попадают и они фильтруются, то в этом случае при К_о = 0 дискретные ПСС отсутствуют (в случае качественной фильтрации). В этом случае выбирается К_о = 0.

В общем случае для оптимального выбора значений К_о можно экспериментально измерить уровни ПСС, попадающие в рабочую полосу частот УКСЧ 6 и 7, в зависимости от входных кодов. На основании таких данных можно составлять таблицу выбора К_о в зависимости от значения К1. Эта таблица и записывается в БПЗ 13 в виде функциональной зависимости К_о(K1). При этом для обращения к адресам БПЗ 13 не обязательно использовать все разряды кода К1. Например, если младшие разряды этого кода не существенно влияют на уровень ПСС, то их можно не учитывать и использовать для обращения к адресам БПЗ 13 только старшие разряды К1.

Рассмотрим работу устройства (фиг. 1) для второго варианта выполнения ФК 3 (фиг. 3).

Синтезатор частот в этом случае работает так же, как и для первого варианта выполнения ФК 3. Отличие состоит в том, что в первом варианте для каждого К1 значение кода К_о - постоянное, т. е. К_о = const, а во втором варианте для каждого К1 код К_о является периодической линейно-ступенчатой функцией времени, т. е.

K_o= K_o(t)= atn, 0 tn < Te, где а - коэффициент, определяющий крутизну и знак сканирования кода К_о; Тс - период сканирования К_о;

n = 0, 1, 2. . . . . . - номер периода сканирования.

Линейно-изменяющийся во времени код К_о(t) формируется на выходе счетчика 17 (фиг. 3), на счетный вход которого поступают импульсы с выхода делителя 16. С приходом каждого импульса выходной код счетчика 17 изменяется. Импульсы тактовой частоты f_т подаются на вход делителя 16 и вход синхронизации триггера 18. Коэффициент деления частоты f_т делителя 16 определяет крутизну сканирования кода К_о (величину а). Код частоты К1 поступает на адресный вход БПЗ 15, на выходе которого имеются всего два разряда. Первый разряд - знаковый, определяющий знак К_о, а второй (разряд обнуления кода К_о. Разряд обнуления поступает на вход обнуления счетчика 17, а разряд знака через триггер 18 (D-триггер), тактируемый импульсами частоты f_т, поступает на выход формирователя кодов 3. Критерий выбора К_о = 0 (обнуление счетчика 17) здесь такой же, как и для первого варианта выполнения формирователя кодов 3 - возможная минимизация уровня ПСС для отдельных частот. Т. е. на таких отдельных частотах введение частотных добавок F_o = 0 в каналы может только увеличить уровень дискретных ПСС по сравнению с тем случаем, когда F_o = 0.

Сканирование кода К_о(t) приводит к линейно-ступенчатому изменению частоты F_o(t), а значит к линейной частотной модуляции (ЛЧМ) сигналов на выходах УКСЧ 6 и 7. Такая модуляция частоты взаимно компенсируется из-за использования двух каналов, частоты которых вычитаются. Однако ЛЧМ приводит к тому, что дискретные составляющие спектра УКСЧ "расплываются" в широкой полосе частот и соответственно уровень таких дискретных ПСС снижается.

Для ПЦСЧ режим ЛЧМ увеличивается период функции ошибки формирования Uоф(t), что и приводит к усреднению спектра этой функции и расширению его полосы частот. При этом спектр функции Uоф(t) в рабочей полосе (спектр ПСС) состоит из большего числа составляющих, которые расположены близко друг от друга на оси частот. Суммарная мощность этих составляющих распределяется на значительное их число, и поэтому интенсивность каждой из побочных составляющих в этом случае минимальна. Т. е. результат в общем такой же, как и в первом варианте выполнения формирователя 3. При этом в формируемый сигнал не вводится случайная модуляция, которая может увеличивать спектральную плотность "распыленных" ПСС.

В случае, если нет необходимости менять знак К_о и обнулять его (К_о = 0), то во втором варианте выполнения формирователя кодов 3 (фиг. 3) отпадает необходимость в БПЗ 15 и триггере 18.

БПЗ 15 во втором варианте (фиг. 3) имеет меньшую информационную емкость (или вообще отсутствует), чем БПЗ 13 в первом варианте (фиг. 2). Однако использование второго варианта имеет смысл только для таких УКСЧ, у которых отсутствуют неопределенные скачки фазы при переключении частоты (чтобы не возникала паразитная фазовая модуляция в выходном сигнале). В данном случае можно использовать ПЦСЧ, которые имеют непрерывность фазы при переключениях частоты. Для первого варианта формирователя кодов 3 вышеназванное ограничение к УКСЧ отсутствует.

Следует отметить, что формирователь кодов 3 в общем случае может формировать не только линейную зависимость К_о(t), но и любую другую функцию К_о(t). Кроме того, полосовой фильтр 12 можно настраивать на суммарную частоту входных сигналов смесителя 10. Тогда для компенсации f_o необходимо, чтобы один из сумматоров кода 4, 5 работал в режиме суммирования, а другой - в режиме вычитания. При этом

f_b = (f₃ + F₂) + F₁ В этом случае блок преобразования может содержать только один смеситель 9 и полосовой фильтр 11, а сигнал частоты F₂ будет поступать на первый вход смесителя 9. Тогда f₃ = 0. (56) Патент США N 4494073, кл. Н 03 К 3/80, 1985.