инвертор

Формула изобретения

ИНВЕРТОР, содержащий ненасыщающийся силовой трансформатор с первичными полуобмотками и обмоткой обратной связи, два транзистора и переключающий трансформатор, вторичные обмотки которого подключены к база-эмиттерным переходам транзисторов, отличающийся тем, что первичная обмотка переключающего трансформатора включена между первичными полуобмотками силового трансформатора и одновременно через введенные низкоомные резисторы подключена к обмотке обратной связи силового трансформатора, при этом последняя выполнена с выводом нулевой точки, который подключен к первому входному выводу, коллекторы транзисторов объединены и подключены к второму входному выводу, а эмиттеры подключены к крайним выводам первичных полуобмоток силового трансформатора.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к преобразовательной технике и может быть использовано во вторичных источниках электропитания, в частности для питания радиоэлектронной аппаратуры от бортовых источников энергии, например аккумуляторной батареи.

Известен инвертор, содержащий ненасыщающийся силовой трансформатор, два транзистора и переключающий трансформатор тока, вторичные обмотки которого подключены к эмиттерным переходам транзисторов. Основными недостатками инвертора являются: большая критичность к технологическим разбросам параметров транзисторов инвертора и выпрямительных диодов нагрузки, прямая зависимость длительности периода генерации от напряжения питания, большие коммутационные перегрузки, а также неработоспособность в режиме холостого хода и при малых нагрузках [1] .

В качестве прототипа выбран инвертор, содержащий ненасыщающийся силовой трансформатор, два транзистора и переключающий трансформатор, вторичные обмотки которого подключены к эмиттерным переходам транзисторов через резисторы, а первичная обмотка через резистор подключена к дополнительной обмотке (обмотке связи) силового трансформатора, при этом коллекторы транзисторов подключены к крайним выводам первичных полуобмоток силового трансформатора, вывод нулевой точки которых подключен к положительной входной клемме инвертора, а эмиттеры транзисторов объединены и подключены к отрицательной клемме [2] .

Главными недостатками данной схемы являются малый КПД, обусловленный большими потерями на управление и коммутационными перегрузками, и сами коммутационные перегрузки.

Недостатком схемы является также большая чувствительность к технологическим разбросам параметров транзисторов инвертора и выпрямительных диодов нагрузки. Эти разбросы приводят к несимметрии схемы в смежных полупериодах ее работы и к подмагничиванию магнитопровода силового трансформатора постоянным током, а это влечет появление дополнительных коммутационных перегрузок транзисторов. К недостаткам прототипа также следует отнести невозможность крепления транзисторов на общем радиаторе и корпусе инвертора без использования диэлектрических прокладок, что ухудшает его массогабаритные характеристики.

Цель изобретения - повышение КПД, уменьшение коммутационных перегрузок и улучшение массогабаритных характеристик.

Поставленная цель достигается тем, что в инверторе, содержащем ненасыщающийся силовой трансформатор, два транзистора и переключающий трансформатор, вторичные обмотки которого подключены к эмиттерным переходам транзисторов, первичная обмотка переключающего трансформатора включена между первичными полуобмотками силового трансформатора и одновременно через дополнительно введенные низкоомные резисторы подключена к обмотке связи силового трансформатора, при этом последняя выполнена с выводом нулевой точки, который подключен к первой входной клемме инвертора, коллекторы транзисторов объединены и подключены к второй входной клемме, а эмиттеры подключены к крайним выводам первичных полуобмоток силового трансформатора.

Проведенный анализ существенных признаков предложенного технического решения по источникам научно-технической и патентной информации показал, что данное предложение соответствует критерию "существенные отличия".

На чертеже представлена принципиальная схема заявляемого инвертора.

Инвертор содержит ненасыщающийся силовой трансформатор (СТ) 1, два транзистора Т₁, Т₂, переключающий трансформатор (ПТ) 2 и два низкоомных резистора R₁, R₂. Вторичные обмотки 3 и 4 ПТ 2 подключены к эмиттерным переходам транзисторов Т₁, Т₂. Первичная обмотка 5 ПТ 2 включена между первичными полуобмотками 6 и 7 СТ 1 и одновременно через резисторы R₁, R₂ подключена к обмотке связи 8 СТ 1, вывод нулевой точки которой подключен к входной клемме "+" инвертора. Коллекторы транзисторов Т₁, Т₂ объединены и подключены к входной клемме "-", а эмиттеры подключены к крайним выводам первичных полуобмоток 6 и 7 СТ 1.

Инвертор работает следующим образом.

Пусть в исходном (первом) полупериоде транзистор Т₁ открыт и насыщен, а транзистор Т₂ закрыт. При этом в первичной полуобмотке 6 СТ протекает приведенный ток нагрузки I₁ и его ток намагничивания I_м1, а ток I₂ в первичной обмотке 5 ПТ равен

I₂₁ = [(I₁₁ + I_м1) R₁ + V_c -

- V_вт1/n] /(R₁ + R₂), (1) где I₂₁, I₁₁ - значения I₂, I₁ в первом полупериоде;

V_c - напряжение обмотки связи, через V_вт1 обозначено U_БЭнастранзистора Т₁,

n - коэффициент трансформации ПТ.

Напряжение V_вт1 эмиттерного перехода открытого транзистора Т₁прикладывается вследствие трансформации с обратной полярностью к эмиттерному переходу транзистора Т₂ и удерживает его в закрытом состоянии.

Ток базы I_в насыщенного транзистора связан с I₂ соотношением

I_в = (I₂ - I_м2)/n, (2) где I_м2 - ток намагничивания ПТ.

Для обеспечения насыщенного состояния транзистора должно выполняться условие

I_в > (I₁ + I_м1)/ , (3) где через обозначен h_21э.

Подставив (2) в (3), получаем условие автогенерации

I₂ > = (I₁ + I_м1) n/ + I_м2, (4)

При насыщении магнитопровода ПТ происходит резкое увеличение тока намагничивания I_м2, условие (4) нарушается и наступает лавинообразный процесс переключения транзисторов и смены полярностей напряжений обмоток трансформаторов.

На втором полупериоде работы инвертора транзистор Т₁ закрыт, а Т₂ открыт и насыщен. При этом соотношение (1) принимает вид

I₂₂ = [(I₁₂ + I_м1) R₂ + V_c -

- V_вт2/n] /(R₁ + R₂), (5)

Из сравнения формулы (1) с формулой (5) видно, что изменяя отношение R₁/R₂, можно получать различные значения I₂, а следовательно и I_в в смежных полупериодах и таким обpазом компенсировать технологические разбросы параметров транзисторов и диодов нагрузки.

В прототипе такая возможность отсутствует, поскольку для него справедливо соотношение (не поддающееся регулировке)

I_в = [(V_c - (2. . . 4) V_в/n/R_c - I_м2] /n, (6) где R_c - сопротивление резистора, через который первичная обмотка ПТ подключена к обмотке связи СТ.

Для упрощения последующих выводов положим I₁₁ = I₁₂ = I₁, R₁ = R₂ = R, V_вт1 = V_вт2 = V_в. Тогда из выражений (1), (2) и (5) можно получить следующее соотношение для тока базы:

I_в = { [(I₁ + I_м1) +

+ (V_c - V_в/n)/R] /2 - I_м2} /n. (7)

Сравнивая выражения (7) и (6), можно видеть, что в отличие от прототипа в предложенном инверторе в выражении для I_в присутствует член I₁/2 ^. n, пропорциональный току нагрузки, который при надлежащем выборе коэффициента трансформации ПТ может обеспечить выполнение условия автогенерации при больших токах нагрузки, когда

I₁ + I_м1 >> (V_c - V_в/n)/R - 2^. I_м2.

Считая (V_c - V_в/n)/R - 2 ^. I_м2 = 0, из выражений (7) и (3) находим предельное значение n, обеспечивающее автогенерацию

n < = /2. (8)

Приравняв I₁ = 0, из выражений (3) и (7) находим условие автогенерации в режиме холостого хода

(V_c - V_в/n)/2 R > = I_м2 +

+ I_м1^. (n/ - 1/2). (9)

При выполнении условия (8), имеем

R < = (V_c - V_в/n)/2^. I_м2. (10)

Мощность связи Р_с по напряжению (V_c - V_в/n), потребляемую от обмотки связи СТ, мощность потерь P_R в резисторах R₁, R₂ и полную потребляемую мощность Р можно найти по формулам

P_c = (V_c - V_в/n)²/2 ^. R, P_R = I₁^{2 .} R/2;

P = I₁ ^. V_p, (11) где V_p - напряжение питания инвертора.

Как видно из формул (11), при уменьшении R мощность потерь P_Rпадает, а мощность связи Р_с возрастает.

Следует отметить, что в этом случае реализуются автоматически изменяемая задержка открывания очередного транзистора и автоматическое симметрирование режима перемагничивания магнитопровода СТ. Это является очень важным достоинством предложенного инвертора, поскольку в сочетании с компенсацией технологических разбросов практически полностью устраняется коммутационные перегрузки и сводятся к минимуму динамические потери.

ПРИМЕР РАСЧЕТА ИНВЕРТОРА. Допустим напряжение питания инвертора V_p = 12,6 В, приведенный ток нагрузки I₁ = 10 А и период генерации Т_р = 10^-4.

Выбираем как наиболее подходящий транзистор 1Т806 с параметрами: U_БЭнас = 0,4 В, U_КЭнас = 0,4 В, h_21э = 8.

На основе справочных данных выбираем для СТ типоразмер сердечника К28х16х9 из феррита марки М2000НМ1. Поэтому имеем следующие параметры сердечника: сечение S = 54 ^. 10^-6, индукция насыщения В_s = 0,36.

С учетом изменений температуры и напряжения питания принимаем В_s = 0,25 и по известной формуле

= V_w ^. T_p/4 ^. S ^. Bs, где , V_w - число витков и напряжение первичной обмотки трансформатора, находим число витков первичной полуобмотки СТ

₁ = 12 ^. 10^-4/4 ^. 54 ^. 10^{-6 .} 0,25 = 22.

Принимаем ₁ = 36.

На основе опытных данных выбираем для ПТ сердечник К10х6х4,5 из феррита М2000НМ1 с параметрами: S = 9 ^. 10^-6, l_c = 25 ^. 10^-3, H_c = 16 A/м.

Находим число витков базовой обмотки ПТ

_в= 0,4 ^. 10^-4/4 ^. 9 ^. 10^{-6 .} 0,25 > 4.

Принимаем _в = 4.

В соответствии с формулой (8) имеем n = 8/2 = 4, а число витков первичной обмотки ПТ ₂ = _в/n = 1.

Находим ток намагничивания ПТ

I_м2 = H_c ^. l_c/ ₂= 16 ^.25 ^.10^-3/1 = 0,4 A.

Принимаем число витков обмотки связи СТ _c = 1. Тогда V_c = 0,3 B.

Вычисляем по соотношению (10) значение R

R = (V_c - V_в/n)/2 ^. I_м2 =

= (0,3 - 0,4/4)/2 ^.0,4 = 0,25 Ом.

Принимаем R = 0,1 Ом.

Вычисляем мощность связи по напряжению

P_c = (V_c - V_в/n)²/2 ^. R =

= (0,3 - 0,4/4)²/2 ^. 0,1 = 0,2 Вт.

Вычисляем мощность потерь при максимальном токе нагрузки

P_R = I₁^{2 .} R/2 = 10^{2 .} 0,1/2 = 5 Вт.

При этом потребляемая мощность P = V_p ^. I₁ = 12 ^. 10 = 120 Вт.

Таким образом КПД заявляемого инвертора превышает 95% .

В прототипе, как видно из формулы (6), отсутствует связь тока базы с током нагрузки. Поэтому мощность связи по напряжению задают в расчете на максимально возможный ток нагрузки. При этом P_c > P_R, и составляет 5. . . 10% от Р. Поэтому КПД прототипа на номинальной нагрузке не превышает 80. . . 85% . Поскольку Р_с и Р_R в прототипе не зависят от тока нагрузки, при уменьшении последнего КПД еще более ухудшается. Так, например, при уменьшении тока нагрузки в два раза КПД прототипа падает до 60. . . 70% и менее.

Для сравнения вычислим аналогичные величины при уменьшении тока нагрузки в два раза в заявляемом инверторе, т. е. при I₁ = 5 А.

Вычисляем мощность потерь

P_R = I₁^{2 .} R/2 = 5^{2 .} 0,1/2 = 1,25 Вт.

При этом потребляемая мощность P = V_p ^. I₁ = 12 ^. 5 = 60 Вт, а мощность связи по напряжению сохраняет прежнее значение - 0,2 Вт.

Таким образом, КПД предложенного инвертора превышает 95% и при уменьшении тока нагрузки.

В описываемом инверторе реализуются автоматически изменяемая задержка открывания очередного транзистора и автоматическое симметрирование режима перемагничивания магнитопровода СТ, что в сочетании с компенсацией технологических разбросов практически полностью устраняет коммутационные перегрузки.

Указанные преимущества инвертора по сравнению с прототипом были подтверждены при испытаниях опытного образца инвертора в составе источника питания радиоэлектронной аппаратуры от аккумуляторной батареи автомобиля.

Уменьшение мощности потерь, устранение коммутационных перегрузок и повышение КПД с 65 до 95% позволило применить в источнике транзисторы и трансформаторы меньшей мощности. Подключение коллекторов транзисторов к общей для источника питания и автомобиля минусовой шине обеспечило возможность использовать в качестве радиаторов транзисторов элементы конструкции аппаратуры. Все это позволило уменьшить габариты и массу источника более чем в 3 раза. (56) Ромаш Э. М. , Драбович Ю. И. , Юрченко Н. Н. и Шевченко П. Н. Высокочастотные транзисторные преобразователи, М. : Радио и связь, 1988, с. 119, рис. 4.226.

Ромаш Э. М. , Драбович Ю. И. , Юрченко Н. Н. и Шевченко П. Н. Высокочастотные транзисторные преобразователи, М. : Радио и связь, 1988, с. 103, рис. 4.9а.