широкополосный усилитель на основе каскада с общей базой (или с общим эмиттером)

Формула изобретения

1. Широкополосный усилитель на основе каскада с общей базой (или общим эмиттером), содержащий входной каскад (1), управляющий вход которого (2) связан с источником сигнала (3), двухполюсник коллекторной нагрузки (4), включенный между шиной источника питания (5) и коллекторным выходом (6) входного каскада (1), паразитный конденсатор (7), включенный между коллекторным выходом (6) входного каскада (1) и общей шиной (8) источника питания, отличающийся тем, что в схему введен неинвертирующий буферный усилитель (9), вход которого соединен с коллекторным выходом (6) входного каскада (1), а выход (10) является выходом устройства, и дополнительный транзистор (11), база которого соединена с источником вспомогательного напряжения (12), коллектор подключен ко входу неинвертирующего буферного усилителя (9), эмиттер через токостабилизирующий двухполюсник (13) соединен с общей шиной источников питания (8), причем выход устройства (8) связан с эмиттером дополнительного транзистора (11) через дополнительный конденсатор (14).

2. Широкополосный усилитель на основе каскада с общей базой (или общим эмиттером) по п.1, отличающийся тем, что входной каскад (1) реализован по схеме с общей базой.

3. Широкополосный усилитель на основе каскада с общей базой (или общим эмиттером) по п.1, отличающийся тем, что входной каскад (1) реализован по схеме с общим эмиттером.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может быть использовано в качестве устройства усиления аналоговых сигналов, в структуре аналоговых микросхем различного функционального назначения, например в высокочастотных усилителях, компараторах, преобразователях сигналов и т.п.

Основой современной аналоговой микроэлектроники являются классические транзисторные каскады с общей базой (ОБ) и общим эмиттером (ОЭ) [1-57], входящие в структуру многих существующих и разрабатываемых микросхем для диапазонов частот 0÷250 ГГц. При этом верхняя граничная частота f_в каскадов с ОБ и ОЭ (по уровню -3 дБ) определяется, в основном, постоянной времени, образуемой паразитной емкостью на подложку С_п и емкостью коллектор-база С_кб выходного интегрального транзистора

где _в R_к(С_п+С_кб),

R_к - эквивалентное сопротивление в коллекторной цепи выходного транзистора каскада с ОБ (ОЭ).

Для повышения коэффициента усиления К_у по напряжению сопротивление R_K приходится выбирать большим, что снижает f _в. В классических каскадах ОБ и ОЭ данное противоречие практически не разрешимо в рамках известных схемотехнических решений.

Повышение f_B классических транзисторных схем - одна из центральных проблем современной микросхемотехники. Ее разрешение особенно актуально для микросхем с микронными топологическими нормами (0,6÷3 мкм), так как в рамках данных технологий сегодня выпускается более 70% дешевых микроэлектронных изделий.

Известны методы повышения f_в транзисторных каскадов, рассмотренные в патентах фирмы Analog Devices [US 5.434.446], STM Microelectronics [US 6.233.012]. Однако они не универсальны - их практическое применение связано с использованием специальных технологических процессов и уникальной схемотехники, что удорожает конкретные изделия. Так, предложенный в патенте US 5.434.446 фирмы Analog Devices прием применим для технологии с диэлектрической изоляцией. Для его осуществления при каждом транзисторе, определяющем параметры ШУ на высоких частотах, необходимо иметь широкополосный буферный усилитель с малой входной емкостью.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является классический широкополосный усилитель (ШУ) на каскаде с общей базой, описанный в патенте US 5.933.057. Он содержит входной каскад (1), управляющий вход которого (2) связан с источником сигнала (3), двухполюсник коллекторной нагрузки (4), включенный между шиной источника питания (5) и коллекторным выходом (6) входного каскада (1), паразитный конденсатор (7), включенный между коллекторным выходом (6) входного каскада (1) и общей шиной (8) источника питания.

Существенный недостаток ШУ-прототипа - сравнительно невысокие значения верхней граничной частоты f_в.

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении верхней граничной частоты ШУ без ухудшения коэффициента усиления по напряжению в рабочем диапазоне частот.

Поставленная задача решается тем, что в широкополосном усилителе фиг.1, содержащем входной каскад 1, управляющий вход которого 2 связан с источником сигнала 3, двухполюсник коллекторной нагрузки 4, включенный между шиной источника питания 5 и коллекторным выходом 6 входного каскада 1, паразитный конденсатор 7, включенный между коллекторным выходом 6 входного каскада 1 и общей шиной 8 источника питания, предусмотрены новые элементы и связи - в схему введен неинвертирующий буферный усилитель 9, вход которого соединен с коллекторным выходом 6 входного каскада 1, а выход 10 является выходом устройства, и дополнительный транзистор 11, база которого соединена с источником вспомогательного напряжения 12, коллектор подключен ко входу неинвертирующего буферного усилителя 9, эмиттер через токостабилизирующий двухполюсник 13 соединен с общей шиной источников питания 8, причем выход устройства 8 связан с эмиттером дополнительного транзистора 11 через дополнительный конденсатор 14.

На чертеже фиг.1 приведена функциональная схема классического широкополосного усилителя-прототипа на основе входного каскада 1 с ОБ.

На чертеже фиг.2 показана схема заявляемого устройства в соответствии с п.1 и п.2 формулы изобретения.

На чертеже фиг.3 приведена схема, соответствующая п.1 и п.3 формулы изобретения, в которой входной каскад 1 реализован по схеме с общим эмиттером (ОЭ).

На чертеже фиг.4 показана схема фиг.3 в среде Pspice на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар».

На чертеже фиг.5 приведены логарифмические амплитудно-частотные характеристики (ЛАЧХ) ШУ фиг.4 при различных значениях емкости дополнительного конденсатора Cvar (C14=Cvar).

На чертеже фиг.6 показана схема фиг.2 в среде Pspice на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар».

На чертеже фиг.7 представлены логарифмические амплитудно-частотные характеристики ШУ фиг.6 при различных значениях емкости дополнительного конденсатора 14 (Cvar=C14).

Широкополосный усилитель фиг.2 содержит входной каскад 1, управляющий вход которого 2 связан с источником сигнала 3, двухполюсник коллекторной нагрузки 4, включенный между шиной источника питания 5 и коллекторным выходом 6 входного каскада 1, паразитный конденсатор 7, включенный между коллекторным выходом 6 входного каскада 1 и общей шиной 8 источника питания. В схему введен неинвертирующий буферный усилитель 9, вход которого соединен с коллекторным выходом 6 входного каскада 1, а выход 10 является выходом устройства, и дополнительный транзистор 11, база которого соединена с источником вспомогательного напряжения 12, коллектор подключен ко входу неинвертирующего буферного усилителя 9, эмиттер через токостабилизирующий двухполюсник 13 соединен с общей шиной источников питания 8, причем выход устройства 8 связан с эмиттером дополнительного транзистора 11 через дополнительный конденсатор 14.

Входной каскад 1 на чертеже фиг.2, в соответствии с п.2 формулы изобретения, реализован по схеме с общей базой на транзисторе 15 и токостабилизирующем двухполюснике 16, а источник сигнала 3 содержит конденсатор 17, согласующий резистор 18 и источник ЭДС сигнала 19.

На чертеже фиг.3, в соответствии с п.3 формулы изобретения, входной каскад 1 реализован по схеме с общим эмиттером на транзисторе 20, а источник сигнала 3 включает ЭДС сигнала 21 и источник постоянного смещения 22.

Рассмотрим работу схем фиг.1 и фиг.2 в диапазоне высоких частот.

Комплексный коэффициент усиления по напряжению ШУ фиг.1 определяется известной формулой

где K₀ - коэффициент усиления каскада 1 в диапазоне средних частот, когда влиянием всех конденсаторов можно пренебречь;

R₄, C₇ - сопротивление двухполюсника коллекторной нагрузки 4 и емкость паразитного конденсатора 7 соответственно.

Для рассматриваемых каскадов ОБ (фиг.2) и ОЭ (фиг.3):

где r_э=10÷50 Ом - сопротивление эмиттерного р-n перехода выходного транзистора каскада 1.

Причем, верхняя граничная частота f_в в ШУ фиг.1:

а площадь усиления B_s, определяющая качество ШУ, находится как произведение

В заявляемом устройстве фиг.2 (при выборе буферного усилителя с единичным усилением и С₇=C₁₄) площадь усиления и f_в.н возрастают:

где ₁₁ 0,9÷0,99 - коэффициент усиления по току эмиттера дополнительного транзистора 11.

Данный вывод подтверждается результатами компьютерного моделирования:

- в схеме ШУ с ОБ фиг.6 верхняя граничная частота f_в увеличивается в сравнении с прототипом в 6,3 раза без ухудшения К₀ (фиг.7);

- в схеме ШУ с ОЭ фиг.4 f_в возрастает в 3,6 раза (фиг.5).

Таким образом, в предлагаемых ШУ решается одна из фундаментальных проблем современной микроэлектроники - расширение диапазона рабочих частот классических каскадов с общей базой и общим эмиттером. Причем данный эффект реализуется в рамках стандартных, в том числе, микронных технологий (например, «кремний на изоляторе», «кремний на сапфире» и др., на основе которых выполняются микросхемы с повышенной радиационной стойкостью и расширенным температурным диапазоном).

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Патент US 6.563.368

2. Патент US 3.531.729 fig.3

3. Патент US 5.510.745 fig.5а

4. Патент US 5.933.057 fig.1

5. Патент US 7.042.295 fig.2

6. Патент DE 2503384 fig.2

7. Остапенко Г.С.Усилительные устройства: учебное пособие для вузов. - М.: Радио и связь, 1989. - Рис.4.30, стр.187.

8. Ежков Ю.А. Справочник по схемотехнике усилителей. - 2-е изд., перераб. - М.: ИП РадиоСофт, 2002. - С.208. - Рис.8.26.

9. Патент США 6.825.723

10. Патент США 3.693.108, фиг.7

11. Патентная заявка США 2002/0239430

12. Патент Англии 1485092 кл. Н3Т

13. Патент США 4.047.118, H03F 3/04

14. Патент Англии 2013444, Кл. НЗТ

15. Патент ФРГ 2.503.384

16. Патент Франции 2.514.217

17. Патент США 4.990.864, H03F 3/04

18. Патент США 5.914.639

19. Пат. заявка США 2005/0218944

20. Пат. заявка США 2007/0216484, H03F 3/45

21. Пат. заявка США 2005/0140443

22. Патент США 5.973.262

23. Патент Японии JP2001/308658

24. Патент США 4.065.724

25. Патент США 4.393.355

26. Патент США 4.232.271

27. Патент США 4.887.047, H03F 3/45

28. Патент США 5.767.662

29. Патент США 7.098.743

30. Патент США 4.342.967

31. Патент США 5.914.640

32. Патент США 5.914.639

33. Патент США 4.525.678

34. Патент США 6.427.067

35. Патент США 6.486.739

36. Патент США 6.424.225

37. Патент США 6.417.735

38. Патент США 6.414.553

39. Патент США 6.392.492

40. Патент США 6.333.677

41. Патент США 6.114.912

42. Патент США 6.359.516

43. Патент США 6.456.163

44. Патент США 5.986.509

45. Патент США 6.191.656

46. Патент США 6.549.075

47. Патент Японии JP 2004/172681

48. Патент WO 2004/054094

49. Патент США 6.476.668

50. Патент США 5.986.509

51. Патент США 6.417.735

52. Патент США 6.747.516

53. Пат. заявка США US 2006/0032577

54. Пат. заявка США 2006/0132242

55. Патент Японии JP 2004/159195)

56. Патент США 6.441.689

57. Патент США 6.005.441