двойной балансный преобразователь частоты

Формула изобретения

Двойной балансный преобразователь частоты, содержащий два балансных преобразователя частоты, входную, гетеродинную и выходную цепи и фазовую секцию на 180°, причем выход одного балансного преобразователя частоты соединен с входом фазовой секции на 180°, отличающийся тем, что в преобразователь введены три пары сопряженных фазовращателей, причем выход входной цепи соединен с входами первой пары сопряженных фазовращателей, а их выходы соединены с соответствующими сигнальными входами пары балансных преобразователей частоты, гетеродинные входы которых соединены с соответствующими выходами второй сопряженной пары фазовращателей, входы которых соединены с выходом гетеродинной цепи, кроме того, сигнальный выход одного из балансных преобразователей частоты соединен с входом одного фазовращателя третьей пары сопряженных фазовращателей, выходы которых соединены с входом выходной цепи, причем выход фазовой секции на 180° соединен с входом другого фазовращателя третьей пары сопряженных фозовращателей.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в широкополосных приемных устройствах, входящих в состав аппаратуры радионаблюдения СВЧ.

Современные многоканальные радиоприемные устройства работают в широком диапазоне частот входных сигналов в ряде случаев превышающих несколько октав. Для эффективного подавления «зеркальных» каналов, уменьшения времени анализа радиосигналов и упрощения аппаратуры входной диапазон таких устройств обычно разбивают на несколько поддиапазонов из которых частоты сигналов методом гетеродинирования преобразуют вниз по оси частот в диапазон первых промежуточных частот, который в свою очередь также может быть разбит на поддиапазоны и т.д. [1.2].

Известны преобразователи частоты, предназначенные для применения в многоканальных радиоприемных устройствах, работающие в широком диапазоне частот входных сигналов [3]. Электрическая схема такого преобразователя приведена на фиг.1. Преобразователь содержит входную 1, гетеродинную 2 и выходную 3 цепи, а также полупроводниковый диод Д1.

Недостатком таких преобразователей частоты является возможность попадания в полосу выходных (промежуточных) частот комбинационных частот и частот гармонических составляющих входных и гетеродинных сигналов. Это приводит к сужению динамического диапазона приемного устройства и к ограничению ширины выходных диапазонов частот преобразователей. Например, ширина выходных диапазонов частот в многоканальных широкополосных приемных устройствах не может превышать одну октаву из-за возможности попадания в них комбинационных частот кратных второй гармонике входных сигналов.

Известны балансные и двойные балансные преобразователи частоты, осуществляющие в процессе преобразования частот подавление комбинационных составляющих и гармоник. Различные варианты схем таких преобразователей частоты приведены в книге [3]. Электрические схемы наиболее широко используемых преобразователей показаны, соответственно, на фиг.2 и 3. На фиг.2 показана схема балансного преобразователя. Преобразователь содержит входную цепь 1, гетеродинную цепи 2 и выходную цепь (цепь промежуточной частоты) 3, а также полупроводниковые диоды Д1, Д2. На фиг.3 показана схема двойного балансного преобразователя. Преобразователь содержат входную цепь 1, гетеродинную цепи 2 и выходную цепь (цепь промежуточной частоты) 3, а также полупроводниковые диоды Д1, Д2, Д3 и Д4.

Комбинационные частоты определяются из известного соотношения f_k=|mfc±nfг| [3], в котором коэффициенты m и n являются целыми числами натурального ряда чисел: 0, 1, 2, 3, 4 , f_c и f_г - частоты сигнала и гетеродина. Коэффициенты m соответствуют гармоникам входных сигналов, а n - гармоникам гетеродинных сигналов. В зависимости от значений коэффициентов тип комбинационные составляющие, соответствующие этим комбинационным частотам, распределяются между входным, выходным и гетеродинным цепями [3].

Коэффициенты m и m также определяют порядок комбинационных составляющих, равный сумме абсолютных значений этих коэффициентов. Знание порядка позволяет приближенно оценивать относительные уровни комбинационных составляющих, которые уменьшаются с увеличением порядка комбинационной составляющей. Поэтому при проектировании приемных устройств СВЧ в каждом конкретном случае задается максимально допустимое значение порядков комбинационных составляющих, частоты которых попадают в диапазоны выходных (промежуточных) частот преобразователей. Обычно максимальное значение ограничивается шестым или седьмым порядками.

Введем обозначения для четных и нечетных коэффициентов комбинационных частот, соответственно, m , n =0, 2, 4, 6 и m', n'=1, 3, 5 В двойном балансном преобразователе частоты, схема которого приведена на фиг.3, комбинационные составляющие с частотами |m'fc±n'fг| возбуждают только выходные цепи (цепи промежуточной частоты) 3, комбинационные составляющие с частотами |m'fc±n fг| возбуждают только сигнальные цепи 1, а комбинационные составляющие с частотами |m fc±n'fг| возбуждают только гетеродинные цепи 2 [3]. Комбинационные составляющие с частотами |m fc±n fг| не возбуждают ни одну из перечисленных выше цепей [3]. Таким образом, комбинационные составляющие не возбуждающие выходные цепи (цепи промежуточной частоты) будут подавлены. В рассмотренном случае это комбинационные составляющие с частотами |m'fc±n fг|, |m fc±n'fг| и |m fc±n fг|.

Заметим, что в рассматриваемом преобразователе частоты (см. фиг.3) входные (сигнальные) 1, гетеродинные 2 и выходные 3 цепи всегда развязаны друг с другом. Это позволяет изменять назначения этих цепей. Например, можно сделать цепь 2 сигнальной, а цепь 1 гетеродинной или сделать цепь 2 выходной, цепь 1 сигнальной, а цепь 3 гетеродинной. Последний вариант удобен при «преобразовании вверх», когда в качестве основного используется преобразование с частотой выходного сигнала f _c+f_г.

Двойной балансный преобразователь частоты состоит из двух балансных преобразователей, соединенных друг с другом определенным образом. На фиг.4 изображена схема двойного балансного преобразователя (фиг.3) в виде соединения двух одинаковых схем балансных преобразователей, электрическая схема которых приведена на фиг.2.

В СВЧ диапазоне двойные балансные преобразователи частоты могут быть реализованы с помощью полосковых, микрополосковых и щелевых линий передачи (см., например [4]), а также с помощью коаксиальных и волноводных линий передачи (см., например, [5] и [6]). В соответствии со схемой на фиг.4 на фиг.5 приведена структурная схема двойного балансного преобразователя СВЧ, принятого за прототип. В качестве балансных преобразователей в ней использованы ортомодные балансные преобразователи частоты [5], электрическая схема которых показана на фиг.2. Двойной балансный преобразователь частоты содержит входную (сигнальную) цепь 1, гетеродинную цепь 2, и выходную цепь (цепь промежуточной частоты) 3, а также балансные преобразователи 4 и 5. На фиг.5 гетеродинная волноводная цепь 2 показана условно. Между балансным преобразователем 5 и точкой разветвления выходной цепи 3 включена фазовая секция 6 на 180º, необходимая для фазирования сигналов поступающих в цепь 3 и обеспечения развязки между цепями 1-3. Так же как и в схеме на фиг.4, в схеме на фиг.5 входные (сигнальные) 1, гетеродинные 2 и выходные 3 цепи развязаны друг с другом.

Недостатком двойного балансного преобразователь частоты - прототипа, структурная схема которого показана на фиг.5, является малая величина подавления комбинационных и гармонических составляющих входных и гетеродинных сигналов в ряде случаев не превышающая 20 30 дБ, что является следствием не идентичности электрических параметров полупроводниковых диодов и геометрических размеров диодных камер. Это приводит к ограничению ширины динамического диапазона и ширины диапазонов выходных частот преобразователей.

Общие признаки прототипа и изобретения: двойной балансный преобразователь частоты, содержащий два балансных преобразователя частоты 4 и 5, входную 1, гетеродинную 2 и выходную 3 цепи и фазовую секцию 6 на 180º, причем выход одного балансного преобразователя частоты 5 соединен с входом фазовой секцию 6 на 180º

Технической задачей изобретения является увеличение степени подавления комбинационных составляющих в диапазоне выходных частот двойных балансных преобразователей частоты с целью расширение динамического диапазона и диапазона выходных частот и, в конечном счете, уменьшения числа поддиапазонов (каналов) приемного устройства, содержащего эти двойные балансные преобразователи частоты, в заданной полосе частот входных сигналов.

Поставленная задача решается разделением двойного балансного преобразователя частоты на два балансных преобразователя, и введением в него пар сопряженных фазовращателей, включаемых между балансными преобразователями и точками разветвления цепей входных, гетеродинных и выходных сигналов.

Дополнительное введение во входные, выходные и гетеродинные цепи известных двойных балансных преобразователей частоты сопряженных пар фазовращателей позволяет с помощью этих фазовращателей скомпенсировать отличие разности фаз комбинационных составляющих f_к, образующихся одновременно в обоих балансных преобразователях частоты, от 180º или от нуля, что и решает поставленную задачу.

Изобретение поясняется чертежами.

На фиг.1 приведена электрическая схема преобразователя частоты (аналог).

На фиг.2 приведена электрическая схема балансного преобразователя частоты (аналог).

На фиг.3 приведена электрическая схема двойного балансного преобразователя частоты (аналог).

На фиг.4 приведена электрическая схема двойного балансного преобразователя частоты сигналов, составленная из схем двух балансных преобразователей частоты сигналов (аналог).

На фиг.5 приведена структурная схема двойного балансного преобразователя частоты - прототип.

На фиг.6 приведена структурная схема двойного балансного преобразователя частоты по изобретению.

На фиг.7 приведена конструкция двойного балансного преобразователя частоты сигналов по изобретению.

На фигурах введены обозначения: 1 - входной (сигнальный) тракт; 2 - гетеродинный тракт; 3 - выходной тракт (тракт промежуточной частоты); 4 и 5 - балансные преобразователи частоты сигналов; 6 - фазовая секция на 180º; 7 и 8, 9 и 10, 11 и 12 - сопряженные пары фазовращателей; 13 - задвижка.

Технический результат изобретения достигается благодаря тому, что двойной балансный преобразователь частоты (фиг.6) содержит: входную (сигнальную) цепь 1, гетеродинную цепь 2, выходную цепь (цепь промежуточной частоты) 3, два балансных преобразователей частоты 4 и 5, фазовую секцию 6 со сдвигом фазы 180º и три пары сопряженных фазовращателей: первую 7 и 8, вторую 9 и 10 и третью 11 и 12.

Выход входной цепи 1 соединен с входами первой пары сопряженных фазовращателей 7 и 8, а их выходы соединены с соответствующими сигнальными входами пары балансных преобразователей частоты 4 и 5, гетеродинные входы которых соединены с соответствующими выходами второй сопряженной пары фазовращателей 9 и 10, входы которых соединены с выходом гетеродинной цепи 2. Кроме того, сигнальный выход одного балансного преобразователей частоты 4 соединен с входом одного фазовращателя 11 третьей пары 11 и 12 сопряженных фазовращателей, выходы которых соединены с входом выходной цепи 3, причем выход другого балансного преобразователя частоты 5 соединен с входом фазовой секцию 6 на 180º, выход которой соединен с входом другого фазовращателя третьей пары сопряженных фазовращателей.

В зависимости от способа реализации балансные преобразователи могут быть выполнены в виде сочетания полосковых, микрополосковых и щелевых линий передачи [4] или коаксиальных и волноводных линий передачи [5]. Например, в последнем случае входная цепь 1 и выходная цепь 3 (фиг.6) выполнены в виде коаксиальных линий, а гетеродинная цепь 2 в виде волноводной линии передачи.

Фазовая секция 6 может быть выполнена, например, за счет разности электрических длин отрезков линий передачи, между балансными преобразователями 4 и 5 и сопряженными фазовращателями 11 и 12 в выходной цепи 3 (фиг.6).

В качестве согласованных фазовращателей могут быть использованы, например, коаксиальные линии передачи с изменяющейся длиной [7]. В таких фазовращателях, состоящих из двух отрезков коаксиальных линий, с помощью цанговых соединений, установленных на внешних и внутренних проводниках, осуществляется перемещение одного отрезка относительно другого без нарушения контакта между внешними и внутренними проводниками. При этом изменяется длина линии передачи, составленных из двух вышеупомянутых отрезков. Поскольку общая электрическая длина раздвижных линий определяется их геометрическими длинами, изменение на одну и ту же величину геометрических длин двух одинаковых фазовращателей приводит к одинаковому изменению их электрических длин. Таким путем достигается сопряжение этих фазовращателей.

Входная цепь 1 двойного балансного преобразователя частоты через сопряженные фазовращатели 7 и 8 соединены с сигнальными входами балансных преобразователей частоты 4 и 5, а гетеродинная цепь 2 через сопряженной пары фазовращателей 9 и 10 соединены с гетеродинными входами балансных преобразователей 4 и 5. Выходная цепь 3 через фазовращатель 11 соединена с выходной цепью балансного преобразователя 4 и через каскадно-включенные фазовращатель 12 и фазовую вставку 6 с выходной цепью балансного преобразователя 5 (фиг.6).

Двойной балансный преобразователь частоты работает следующим образом. Входные и гетеродинные сигналы f_c и f_г поступают через цепи 1 и 2 в балансные преобразователи 4 и 5. В результате одновременного воздействия этих сигналов через полупроводниковые диоды протекают токи с комбинационными частотами f_к=|mfc±nfг|. Смысл коэффициентов тип был пояснен выше. Фазы токов пар комбинационных составляющих на выходах преобразователей 4 и 5 (изменяющихся с частотой f_к) либо одинаковы, либо отличаются на 180º, что определяется разностью фаз входных и гетеродинных сигналов, подводимых к полупроводниковым диодам, и значениями коэффициентов m и n. В зависимости от значений разностей фаз этих токов комбинационные составляющие, образующиеся в балансных преобразователях, складываются либо в выходных 3, либо в сигнальных 1, либо в гетеродинные 2 цепях [3]. Поскольку у полезного выходного сигнала абсолютные значения коэффициентов тип равны единице, токи с нечетными коэффициентами складываются только в выходных цепях.

В реальных двойных балансных преобразователях частоты из-за не идентичности электрических параметров полупроводниковых диодов и геометрических размеров диодных камер относительные фазы одних и тех же комбинационных составляющих, образующихся в преобразователях 4 и 5, могут отличаться от нуля или от 180º. Это приводит к неполной компенсации противофазных комбинационных составляющих в точках разветвления цепей 1, 2 и 3, а также неполному сложению в этих же точках синфазных сигналов. В результате этого коэффициенты подавления комбинационные составляющих с частотами |m'fc±n fг|, |m fc±n'fг| и |m fc±n fг| в соответствующих цепях уменьшаются.

С помощью сопряженных фазовращателей скомпенсируют фазовые ошибки, возникающие из-за не идентичности электрических параметров полупроводниковых диодов и геометрических размеров диодных камер, что позволит увеличивать подавление нежелательных комбинационных составляющих. При синхронной перестройке каждого фазовращателя сопряженной пары на одну и туже величину реакция соответствующей цепи на основной сигнал и на комбинационную составляющую будет различной. Например, в цепи входного сигнала 1 такая перестройка не будет оказывать существенное влияние на прохождение входного сигнала, поскольку разность фаз сигналов, поступающих в балансные преобразователи 4 и 5, не будет изменяться при синхронной перестройке фазовращателей. Комбинационные же составляющие с частотами |m'fc±n fг|, поступают в точку разветвления тракта 1 в противофазе. При перестройке сопряженной пары фазовращателей 7 и 8 фаза коэффициента отражения для этих комбинационных составляющих будет изменяться и, следовательно, будут изменяться сопротивления нагрузок в плоскости полупроводниковых диодов на частотах этих комбинационных составляющих. Таким образом, перестройка фазовращателей будет влиять на согласование полупроводниковых диодов с выходным трактом 3 на частотах этой комбинационной составляющей и, следовательно, на амплитуду этой комбинационной составляющей в выходной цепи. Аналогичные процессы будут иметь место и в остальных трактах. Перестраивая нужную пару сопряженных фазовращателей можно настроить их таким образом, чтобы амплитуда нежелательной комбинационной составляющей была минимальной, что и решает поставленную задачу.

В качестве примера рассмотрим приемное устройство, работающее в диапазоне частот 28,0 40,0 ГГц. Первое преобразование осуществляется в диапазон первых промежуточных частот 4,0 8,0 ГГц. Средняя частота выходного диапазона 6 ГГц. При заданной средней частоте ширина выходного диапазона не может превышать 4,0 8,0 ГГц, т.к. в противном случае в него будет попадать комбинационная частота 2f_с-2f_г. Поэтому диапазон входных частот разбит на три поддиапазона: 28,0 32,0 ГГц, 32,0 36,0 ГГц и 36,0 40,0 ГГц, каждому из которых при условии f_с>f _г соответствует своя частота гетеродина соответственно 24,0 ГГц, 28,0 ГГц и 32,0 ГГц.

Используя описанное выше свойство двойных балансных преобразователей частоты число поддиапазонов и, следовательно, число каналов приемного устройства может быть сокращено. Например, число каналов может быть уменьшено до двух 28,0 34,0 ГГц и 34,0 40,0 ГГц, если расширить первый диапазон выходных частот до 4,0 10,0 ГГц. Частоты гетеродинов в этом случае будут равны 24,0 ГГц и 30,0 ГГц.

В этом случае в полосу выходных частот первого поддиапазона (28,0 34,0 ГГц) помимо частоты полезного сигнала f_с -f_г попадают комбинационные частоты 2f_с -2f_г, 3f_г-2f_с и 3f_с -4f_г, а в полосу выходных частот второго поддиапазона (34,0 40,0 ГГц) попадают комбинационные частоты 2f_с -2f_г, и 3f_с-4f_г. Двойной балансный преобразователи частоты по изобретению, выполненный по схеме на фиг.6, с помощью сопряженных пар фазовращателей дополнительно подавляет комбинационные составляющие с указанными выше частотами. Для подавления комбинационной составляющей с частотой 2f _с-2f_г может быть использована любая сопряженная пара фазовращателей. Для подавления комбинационной составляющей с частотой 3f_г-2f_с может быть использована либо пара фазовращателей, включенных во входную цепь 1, либо в выходную цепь 3 или одновременно обе пары. Для подавления комбинационной составляющей с частотой 3f_с-4f_г может быть использована либо пара фазовращателей, включенных в гетеродинную цепь 2, либо в выходную цепь 3 или одновременно в обе пары. Заметим, что амплитуда комбинационной составляющей с частотой 3f_с -4f_г достаточно мала, т.к. она имеет высокий порядок, равный 7. В большинстве практических случаев дополнительно подавлять эту составляющую не требуется.

Рассмотренный способ дополнительного подавления комбинационных составляющих и гармоник особенно эффективен при «преобразовании вверх», когда в качестве основного используется преобразование с частотой выходного сигнала f_с+f_г. При таком преобразовании основную помеху работе приемного устройства создают гармоники входного и гетеродинного сигналов, которые в рассмотренных схемах могут быть существенно подавлены. Для реализации этого варианта в схеме на фиг.6, изменим назначение цепей 2 и 3, а именно поменяем местами выходную и гетеродинную цепи. Теперь цепь 2 будет выходной (цепью промежуточной частоты), а цепь 3 гетеродинной. При этом назначение входной цепи 1 не изменяется. Заметим, что цепи 2 волноводные (фиг.6), что также представляет определенные удобства при осуществлении «преобразования вверх».

Рассмотрим этот вариант на примере преобразования частот входных сигналов из диапазона 9,0 11,0 ГГц в диапазон частот 17,0 19,0 ГГц при частоте гетеродинного сигнала 8,0 ГГц. В полосу выходных (промежуточных частот) не попадают комбинационные частоты до 7 порядка включительно за исключением второй гармоники входного сигнала 2f_с, амплитуда которой может быть уменьшена с помощью сопряженных фазовра-щателей 9 и 10, включенных по схеме фиг.6.

Технический результат изобретения достигается за счет того, что двойной балансный преобразователь частоты для осуществления способа согласно схеме на фиг.6 содержит: два балансных преобразователя частоты 4 и 5, тракты 1,2 и 3, фазовую секцию на 180º 6, пару сопряженных фазовращателя 9 и 10. Устройство должно работать в диапазоне рабочих частот входных сигналов 9,0 11,0 ГГц, которые преобразуются в диапазон выходных частот 17,0 19,0 ГГц. Частота гетеродинного сигнала 8,0 ГГц. Полосы рабочих частот входных и выходных сигналов ограничиваются второй гармоникой входного сигнала 2fc, из-за которой они сужаются в два раза соответственно до 9,0 10,0 ГГц и 17,0 18,0 ГГц.

Конструкция двойного балансного преобразователя частоты, показана на фиг.7. Она аналогична конструкции двойного балансного преобразователя, описанного в патенте [6]. В качестве балансных преобразователей частоты могут быть использованы ортомодные преобразователи, приведенные в патенте [5]. В качестве входной (сигнальной) цепи используется цепь 1, в качестве выходной - цепь 3 и в качестве гетеродинной - цепь 2. Для дополнительного подавления второй гармоники входных сигналов достаточно одной пары сопряженных фазовращателей 9 и 10. Выходная цепь выполнена в виде волноводного тройника Н-типа (см., например, [8]). Фазовая вставка 6 (фиг.6) реализуется за счет разной длины плеч цепи 2.

В выходную волноводную цепь 3 двойного балансного преобразователя частоты введена металлическая задвижка 13, высота которой равна высоте узкой стенки волновода. Задвижка является продолжением внутренних узких стенок волноводного тройника. Торец задвижки, находящийся внутри выходного волновода, является точкой суммирования радиосигналов поступающих из балансных преобразователей частоты 4 и 5. Полезные выходные сигналы (сигналы с промежуточными частотами) приходят в точку суммирования с одинаковыми фазами. Поэтому перемещение задвижки 13 не влияет на параметры выходного сигнала после суммирования на выходе 3. Вторые гармоники входного сигнала, образующиеся в преобразователях 4 и 5, поступают в выходные волноводы в противофазе. Поэтому при перемещении задвижки 13 расстояние от точки суммирования до диодов преобразователей 4 и 5 будет изменяться, и соответственно будет изменяться величина сопротивление нагрузки на частоте второй гармоники. Таким образом, может быть подобрано положение задвижки 13 при котором амплитуда второй гармоники входного сигнала в выходном цепи 3 двойного балансного преобразователя частоты будет минимальной.

Был изготовлен макет двойного балансного преобразователя частоты. Экспериментальное исследование преобразователя подтвердили, что с помощью перемещения задвижки можно увеличивать подавление второй гармоники сигнала на величину, превышающую 70 дБ.

Технический результат изобретения достигнут: расширен динамический диапазон приемного устройства дополнительно на 50 70 дБ; в требуемой полосе частот сигналов уменьшено число поддиапазонов (каналов) приемного устройства с 3 до 2.

Отличительные признаками изобретения.

В преобразователь введены три пары сопряженных фазовращателей, причем выход входной цепи (1) соединен с входами первой пары сопряженных фазовращателей (7 и 8), а их выходы соединены с соответствующими сигнальными входами пары балансных преобразователей частоты (4 и 5), гетеродинные входы которых соединены с соответствующими выходами второй сопряженной пары фазовращателей (9 и 10), входы которых соединены с выходом гетеродинной цепи (2), кроме того, сигнальный выход одного балансного преобразователей частоты (4) соединены с входом одного фазовращателя (11) третьей пары (11 и 12) сопряженных фазовращателей, выходы которых соединены с входом выходной цепи (3), причем выход фазовой секции (6) на 180º, соединен с входом другого фазовращателя (12) третье пары сопряженных фозовращателей.

Литература

1. Hofmann C., Baron A. Wideband ESM Receiving System, Part II. "Microwave Journal", № 2, 1981, pp.57, 58, 60, 61.

2. Harper T. The trend toward hybridization in modern surveillance receivers. "Communications International", 1981, № 9, pp.38, 43, 44, 47.

3. М.Е. Мовшович. «Полупроводниковые преобразователи частоты». «Энергия», Ленинградское отделение, 1974, стр.244, 245.

4. В.Н. Олейников, В.В. Бойков, В.А. Лукьянчук. «Двойной балансный смеситель СВЧ». Техника средств связи. Радиоизмерительная техника. Выпуск 7(32), 1980 г., Москва, стр.56-64.

5. Патент США № 3638126.

6. Патент США № 3932815.

7. «Линии передачи сантиметровых волн»/Под ред. Г.А. Ремеза. «Советское радио», Москва, 1951 г., т.II, стр.77.

8. Я.Д. Ширман. «Радиоволноводы и объемные резонаторы». Москва, «Связьиздат», 1959 г., ст.324.