избирательный усилитель

Формула изобретения

1. Избирательный усилитель, содержащий первый (1) и второй (2) выходные транзисторы, базы которых соединены с цепью смещения потенциалов (3), токовый источник входного сигнала (4), подключенный к токовому входу устройства (5), связанному с эмиттером второго (2) выходного транзистора, первый резистор нагрузки (6), включенный между коллектором первого (1) выходного транзистора, связанным с выходом устройства (7) и первой (8) шиной источника питания, второй (9) резистор нагрузки, включенный между коллектором второго (2) выходного транзистора и первой (8) шиной источника питания, первый (10) и второй (11) корректирующие конденсаторы, частотозадающий резистор (12), отличающийся тем, что эмиттер первого (1) выходного транзистора соединен с токовым входом устройства (5), между коллектором второго (2) выходного транзистора и первой (8) шиной источника питания включены по переменному току последовательно соединенные первый (10) и второй (11) корректирующие конденсаторы, общий узел которых через частотозадающий резистор (12) соединен со входом дополнительного токового зеркала (13), причем инвертирующий выход дополнительного токового зеркала (13) соединен с первой (8) шиной источника питания, а общий неинвертирущий выход (14) дополнительного токового зеркала (13) соединен с токовым входом устройства (5).

2. Избирательный усилитель по п.1, отличающийся тем, что между первой (8) шиной источника питания и входом токового зеркала (13) включен вспомогательный резистор (15).

Описание изобретения к патенту

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах фильтрации радиосигналов, телевидении, радиолокации и т.п.

В задачах выделения высокочастотных сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (ИУ) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа второстепенных транзисторов, образующих операционный усилитель [1, 2]. В этой связи весьма актуальной является задача построения избирательных усилителей на биполярных транзисторах, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью (Q) резонансной характеристики (Q=2÷10) при малом энергопотреблении.

Известны схемы ИУ, интегрированных в архитектуру RC-фильтров на основе биполярных транзисторов, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот f=f_в-f_н [3-11]. Причем их верхняя граничная частота f_в иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f_н определяется входным корректирующим конденсатором.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель, представленный в патенте US 6642794, fig.4. Он содержит первый 1 и второй 2 выходные транзисторы, базы которых соединены с цепью смещения потенциалов 3, токовый источник входного сигнала 4, подключенный к токовому входу устройства 5, связанному с эмиттером второго 2 выходного транзистора, первый резистор нагрузки 6, включенный между коллектором первого 1 выходного транзистора, связанным с выходом устройства 7 и первой 8 шиной источника питания, второй 9 резистор нагрузки, включенный между коллектором второго 2 выходного транзистора и первой 8 шиной источника питания, первый 10 и второй 11 корректирующие конденсаторы, частотозадающий резистор 12, определяющие частоту квазирезонанса f₀.

Существенный недостаток известного ИУ-прототипа состоит в том, что он не обеспечивает высокую добротность амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и коэффициент усиления по напряжению К₀>1 на частоте квазирезонанса (f₀).

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ ИУ и его коэффициента усиления по напряжению (К₀) на частоте квазирезонанса f₀. Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство.

Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе фиг.1, содержащем первый 1 и второй 2 выходные транзисторы, базы которых соединены с цепью смещения потенциалов 3, токовый источник входного сигнала 4, подключенный к токовому входу устройства 5, связанному с эмиттером второго 2 выходного транзистора, первый резистор нагрузки 6, включенный между коллектором первого 1 выходного транзистора, связанным с выходом устройства 7 и первой 8 шиной источника питания, второй 9 резистор нагрузки, включенный между коллектором второго 2 выходного транзистора и первой 8 шиной источника питания, первый 10 и второй 11 корректирующие конденсаторы, частотозадающий резистор 12, предусмотрены новые элементы и связи - эмиттер первого 1 выходного транзистора соединен с токовым входом устройства 5, между коллектором второго 2 выходного транзистора и первой 8 шиной источника питания включены по переменному току последовательно соединенные первый 10 и второй 11 корректирующие конденсаторы, общий узел которых через частотозадающий резистор 12 соединен со входом дополнительного токового зеркала 13, причем инвертирующий выход дополнительного токового зеркала 13 соединен с первой 8 шиной источника питания, а общий неинвертирущий выход 14 дополнительного токового зеркала 13 соединен с токовым входом устройства 5.

Схема усилителя-прототипа показана на фиг.1. На фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.1 формулы изобретения.

На фиг.3 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.2 формулы изобретения.

На фиг.4 приведена схема ИУ фиг.3 с конкретным выполнением дополнительного токового зеркала 13 и токового источника входного сигнала 4, который управляется потенциальным сигналом u_вх.

На фиг.5 показана схема ИУ фиг.2 в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов. На фиг.6 приведены логарифмические амплитудно- и фазочастотные характеристики фиг.5 в диапазоне частот от 1 кГц до 100 ГГц при числе транзисторов в составе токового зеркала 13, равном m=2.

На фиг.7 приведены логарифмические амплитудно- и фазочастотные характеристики ИУ фиг.5 в диапазоне частот от 1 кГц до 100 ГГц, т.е. в более крупном масштабе при числе транзисторов в составе дополнительного токового зеркала 13, равном m=2.

На фиг.8 приведены логарифмические амплитудно- и фазочастотные характеристики ИУ фиг.5 в диапазоне частот от 1 кГц до 100 ГГц в крупном масштабе при числе транзисторов в составе дополнительного токового зеркала 13, равном m=1.

На фиг.9 приведены логарифмические амплитудно- и фазочастотные характеристики ИУ фиг.5 в диапазоне частот от 100 МГц до 10 ГГц в крупном масштабе при числе транзисторов в составе дополнительного токового зеркала 13, равном m=1.

Избирательный усилитель фиг.2 содержит первый 1 и второй 2 выходные транзисторы, базы которых соединены с цепью смещения потенциалов 3, токовый источник входного сигнала 4, подключенный к токовому входу устройства 5, связанному с эмиттером второго 2 выходного транзистора, первый резистор нагрузки 6, включенный между коллектором первого 1 выходного транзистора, связанным с выходом устройства 7 и первой 8 шиной источника питания, второй 9 резистор нагрузки, включенный между коллектором второго 2 выходного транзистора и первой 8 шиной источника питания, первый 10 и второй 11 корректирующие конденсаторы, частотозадающий резистор 12. Эмиттер первого 1 выходного транзистора соединен с токовым входом устройства 5, между коллектором второго 2 выходного транзистора и первой 8 шиной источника питания включены по переменному току последовательно соединенные первый 10 и второй 11 корректирующие конденсаторы, общий узел которых через частотозадающий резистор 12 соединен со входом дополнительного токового зеркала 13, причем инвертирующий выход дополнительного токового зеркала 13 соединен с первой 8 шиной источника питания, а общий неинвертирущий выход 14 дополнительного токового зеркала 13 соединен с токовым входом устройства 5. В качестве дополнительного токового зеркала 13 применяются токовые схемотехнические решения, например, в соответствии с фиг.4.

На фиг.3, в соответствии с п.2 формулы изобретения, между первой 8 шиной источника питания и входом дополнительного токового зеркала 13 включен вспомогательный резистор 15. В данной схеме токовый источник сигнала 4 реализован на основе преобразователя «напряжение-ток» 4, на вход 16 которого подается входной сигнал u_вх (17).

На фиг.4 на потенциальный вход 17 токового источника сигнала 4 подается потенциальный сигнал u_вх (19). При этом дополнительное токовое зеркало 13 в данной схеме реализовано на основе p-n перехода 21 и m-параллельного включенных транзисторов (m=1, m=2 и т.д.) В частном случае токовый источник входного сигнала 4 выполнен здесь на базе составного транзистора 23, вспомогательного транзистора 24 и источника тока 25 (I₂₅=4I₀).

Рассмотрим работу предлагаемой схемы фиг.2.

Приращение i_вх токового источника сигнала 4 приводит к изменению эмиттерных токов первого 1 и второго 2 выходных транзисторов и, следовательно, их коллекторных токов. В силу комплексного характера нагрузки коллекторной цепи второго 2 входного транзистора обеспечивается как активное (на втором 9 резисторе нагрузки), так и реактивное (на первом 10 и втором 11 корректирующих конденсаторах) его преобразование. Первый 10 и второй 11 корректирующие конденсаторы реализуют делитель тока, который изменяет через частотозадающий резистор 12 входной ток дополнительного токового зеркала 13. Указанная особенность преобразования тока коллектора второго 2 выходного транзистора обеспечивает полосно-пропускающую зависимость входного тока дополнительного токового зеркала 13 в широком диапазоне частот. Вещественный характер преобразования тока в дополнительном токовом зеркале 13 и взаимодействие его общего неинвертирующего выхода 14 с эмиттерами первого 1 и второго 2 выходных транзисторов обеспечивает реализацию в схеме контура регенеративной обратной связи, действие которого в силу указанного характера частотной зависимости направлено на увеличение добротности Q и коэффициента усиления K₀ ИУ. Действительно, только на частоте квазирезонанса ИУ f0, которая определяется соотношением второго 9 резистора нагрузки, частотозадающего резистора 12 и первого 10 и второго 11 корректирующих конденсаторов, эта связь является вещественной и ее глубина определяется численным значением Q и K₀ . В области нижних частот (f<<f₀) в силу действия первого 10 конденсатора и преобладающего влияния сопротивления второго 9 резистора нагрузки эта связь реактивна и имеет небольшое возвратное отношение, а в области верхних частот (f>>f ₀) в силу аналогичного влияния второго 11 корректирующего конденсатора и частотозадающего резистора 12 выполняется аналогичное условие в контуре обратной связи. Именно поэтому частота квазирезонанса ИУ не зависит от коэффициентов передачи по току первого 1 и второго 2 выходных транзисторов и коэффициента усиления дополнительного токового зеркала 13.

Комплексный коэффициент передачи как отношение выходного напряжения (выход устройства 7) к входному току i_вх усилителя фиг.2 определяется соотношением, которое можно получить с помощью методов анализа электронных схем:

где f - частота сигнала;

f₀ - частота квазирезонанса;

Q - добротность АЧХ избирательного усилителя;

K₀ - коэффициент усиления ИУ на частоте квазирезонанса f₀ .

Причем

Добротность ИУ определяется формулой

где K_i13 - коэффициент передачи по току дополнительного токового зеркала 13;

- эквивалентные затухания нуля и полюса пассивной цепи.

Формула для коэффициента усиления ИУ К₀ в комплексном коэффициенте (1) имеет вид

где _i<1 - коэффициент усиления по току эмиттера i-го транзистора.

Отличительной особенностью предлагаемой схемы ИУ является возможность реализации различных параметрических условий и ограничений. Так, для обеспечения минимальной параметрической чувствительности добротности схемы и коэффициента передачи достаточно выполнить условие

В этом случае

поэтому равенство С₁₀=C ₁₁=C является оптимальным как для максимизации добротности, так и для минимизации ее чувствительности к емкостным элементам схемы

При этом чувствительности этих параметров к резистивным элементам будут иметь следующий вид:

т.е. соответствуют чувствительностям пассивных цепей, имеющих низкую добротность Q. В этом случае, как следует из (7),

требует относительно низкого значения R12 и, следовательно, входного сопротивления дополнительного токового зеркала 13. При этом параметрические чувствительности частоты квазирезонанса, как это следует из (2), не изменяются

Важным параметрическим условием для целого ряда технологий является равнономинальность пассивных элементов схемы ИУ. В этом случае условия C₁₀=C ₁₁=C, R₉=R₁₂=R сохраняют параметрическую чувствительность (11) и связаны с реализацией дополнительным токовым зеркалом 13 коэффициента усиления

Следовательно, неравенства 5/3 ²>K_il3 1/ ₂ является достаточным для реализации любой добротности ИУ при сохранении низкой параметрической чувствительности его частоты квазирезонанса.

Для реализации ИУ коэффициента передачи по напряжению в его входной цепи, как это показано на фиг.3, достаточно использовать токовый источник входного сигнала 4 с крутизной преобразования S. Тогда

при сохранении всех перечисленных особенностей схемы и параметрических чувствительностей, кроме дополнительной составляющей

Возможный вариант реализации как преобразователя, так и усилителя тока показан на фиг.4, где входной дифференциальный каскад, образованный транзисторами 23 и 24, является преобразователем напряжение-ток, а усилитель тока реализован на базе многоэмиттерного транзистора 22.

Представленные на фиг.6 - 9 результаты моделирования предлагаемого ИУ подтверждают указанные свойства.

Таким образом, заявляемое схемотехническое решение ИУ характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления K₀ на частоте квазирезонанса f₀, а также повышенными величинами добротности Q, характеризующей его избирательные свойства.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz N.Prokopenko, A.Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 /- Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53.

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., К.Schmalz, С.Scheytt Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем- 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.

3. Патент US 5.914.639, fig.3.

4. Патент US 6.980.052, fig.12.

5. Патент US 6.980.052.

6. Патент ФРГ 2337138, fig.6.

7. Патент US 3.882.410, fig.4.

8. Патент US 5.298.802, fig.22.

9. Патент US 6.307.438, fig.2.

10. Патент EP 1844547.

11. Патент US 4.974.916.