избирательный усилитель

Формула изобретения

Избирательный усилитель, содержащий источник входного напряжения (1), входной транзистор (2), эмиттер которого через первый (3) токостабилизирующий двухполюсник связан с первой (4) шиной источника питания, выходной транзистор (5), база которого подключена к источнику вспомогательного напряжения (6), эмиттер через второй (7) токостабилизирующий двухполюсник связан со второй (8) шиной источника питания, а коллектор подключен к выходу устройства (9) и через резистор нагрузки (10) соединен с первой (4) шиной источника питания, отличающийся тем, что база входного транзистора (2) соединена с источником дополнительного напряжения (11), коллектор входного транзистора (2) соединен со входом дополнительного токового зеркала (12), коллекторный выход которого подключен к источнику дополнительного напряжения (13), а эмиттерный выход (14) через частотозадающий резистор (15) связан с эмиттером выходного транзистора (5) и через первый (16) корректирующий конденсатор соединен с источником входного напряжения (1), причем между коллектором выходного (5) и эмиттером входного (2) транзисторов включены последовательно соединенные второй (17) корректирующий конденсатор и второй (18) частотозадающий резистор.

Описание изобретения к патенту

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах СВЧ-фильтрации радиосигналов систем сотовой связи, спутникового телевидения, радиолокации и т.п.

В задачах выделения высокочастотных и СВЧ-сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (ИУ) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа транзисторов, образующих операционный усилитель СВЧ-диапазона [1, 2]. В этой связи достаточно актуальной является задача построения СВЧ избирательных усилителей ИУ на трех-четырех транзисторах, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью резонансной характеристики Q=2÷10 и f₀=1÷5 ГГц.

Известны схемы усилителей, интегрированных в архитектуру RC-фильтров на основе 3-5 транзисторов, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот f=f_в-f_н [3-10]. Причем их верхняя граничная частота f_в иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f_н определяется корректирующим конденсатором.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является усилитель, представленный в патенте US 4.600.893. Он содержит источник входного напряжения 1, входной транзистор 2, эмиттер которого через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, выходной транзистор 5, база которого подключена к источнику вспомогательного напряжения 6, эмиттер через второй 7 токостабилизирующий двухполюсник связан со второй 8 шиной источника питания, а коллектор подключен к выходу устройства 9 и через резистор нагрузки 10 соединен с первой 4 шиной источника питания.

Существенный недостаток известного устройства состоит в том, что оно не обеспечивает высокую добротность амплитудно-частотной характеристики и коэффициент усиления по напряжению К₀>1 на частоте квазирезонанса (f ₀).

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ усилителя и его коэффициента усиления по напряжению на частоте квазирезонанса f₀ . Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство СВЧ-диапазона с f₀=1÷5 ГГц.

Поставленная задача решается тем, что в усилителе фиг.1, содержащем источник входного напряжения 1, входной транзистор 2, эмиттер которого через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, выходной транзистор 5, база которого подключена к источнику вспомогательного напряжения 6, эмиттер через второй 7 токостабилизирующий двухполюсник связан со второй 8 шиной источника питания, а коллектор подключен к выходу устройства 9 и через резистор нагрузки 10 соединен с первой 4 шиной источника питания, предусмотрены новые элементы и связи - база входного транзистора 2 соединена с источником дополнительного напряжения 11, коллектор входного транзистора 2 соединен со входом дополнительного токового зеркала 12, коллекторный выход которого подключен к источнику дополнительного напряжения 13, а эмиттерный выход 14 через частотозадающий резистор 15 связан с эмиттером выходного транзистора 5 и через первый 16 корректирующий конденсатор соединен с источником входного напряжения 1, причем между коллектором выходного 5 и эмиттером входного 2 транзисторов включены последовательно соединенные второй 17 корректирующий конденсатор и второй 18 частотозадающий резистор.

Схема усилителя-прототипа показана на фиг.1. На фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с формулой изобретения.

На фиг.3 приведена схема ИУ фиг.2 с буферным усилителем 19 на транзисторе Q1 в среде Cadence и корректирующим конденсатором С7 (21).

На фиг.4 показаны логарифмические амплитудно-частотная (ЛАЧХ) и фазочастотная характеристики ИУ фиг.3 в диапазоне частот от 1 кГц до 100 ГГц, а на фиг.5 - в диапазоне частот от 100 МГц до 10 ГГц.

На фиг.6 приведена схема ИУ без выходного буферного усилителя 19.

На фиг.7 показан статический режим ИУ фиг.6.

На фиг.8 показаны логарифмические амплитудно-частотная (АЧХ) и фазочастотная (ФЧХ) характеристики ИУ фиг.6, в диапазоне частот от 1 кГц до 100 ГГц.

На фиг.9 приведено сравнение ЛАЧХ ИУ с коррекцией (фиг.3) и без коррекции (фиг.6) конденсатором 21 (С7) в диапазоне частот от 100 МГц до 100 ГГц.

Избирательный усилитель фиг.2 содержит источник входного напряжения 1, входной транзистор 2, эмиттер которого через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, выходной транзистор 5, база которого подключена к источнику вспомогательного напряжения 6, эмиттер через второй 7 токостабилизирующий двухполюсник связан со второй 8 шиной источника питания, а коллектор подключен к выходу устройства 9 и через резистор нагрузки 10 соединен с первой 4 шиной источника питания. База входного транзистора 2 соединена с источником дополнительного напряжения 11, коллектор входного транзистора 2 соединен со входом дополнительного токового зеркала 12, коллекторный выход которого подключен к источнику дополнительного напряжения 13, а эмиттерный выход 14 через частотозадающий резистор 15 связан с эмиттером выходного транзистора 5 и через первый 16 корректирующий конденсатор соединен с источником входного напряжения 1, причем между коллектором выходного 5 и эмиттером входного 2 транзисторов включены последовательно соединенные второй 17 корректирующий конденсатор и второй 18 частотозадающий резистор. Токовое зеркало 12 реализуется по традиционным схемам (например, фиг.3).

Рассмотрим работу ИУ фиг.2.

Источник входного сигнала 1 посредством входной дифференцирующей цепи, образованной конденсатором 16 и резистором 15, изменяет эмиттерный ток транзистора 5. Преобразование этого тока в коллекторный ток обеспечивает в силу интегрирующей цепи нагрузки транзистора 5, образованной резисторами 10, 18 и конденсатором 17, в выходное напряжение ИУ (Вых.u). Именно поэтому характер частотной зависимости схемы соответствует полосно-пропускающему фильтру, частота полюса которого совпадает с частотой квазирезонанса (f₀) ИУ. Преобразование части выходного напряжения ИУ через RC-цепь, образованную последовательным соединением конденсатора 17 и резистора 18 в эмиттерный ток транзистора 2, обеспечивает реализацию контура регенеративной обратной связи, которая в области нижних частот f<f₀ имеет реактивный характер. Коллекторный ток транзистора 2 посредством токового зеркала 12 обеспечивает масштабное преобразование этого тока и в силу структуры входной цепи ИУ (конденсатор 16, резисторы 15 и 7) обеспечивает его интегрирующее преобразование в напряжение, часть которого масштабно (резисторы 15 и 7) преобразуется в эмиттерный ток транзистора 5. Таким образом, характер АЧХ и ФЧХ контура обратной связи совпадает с аналогичными зависимостями ИУ, и поэтому действие обратной связи направлено на увеличение добротности Q и коэффициента усиления К₀ схемы при сохранении частоты квазирезонанса f₀. Глубина вещественной обратной связи (f=f₀) непосредственно определяется указанным выше масштабированием токов и, следовательно, зависит от коэффициента передачи токового зеркала 12.

Для увеличения асимптотического затухания ИУ в области верхних частот (f>>f₀) к его выходу можно подключить буферный усилитель 19 с шунтируемой емкостью 21.

Комплексный коэффициент передачи по напряжению K_у(jf) избирательного усилителя фиг.2 определяется соотношением, которое можно получить с помощью методов анализа электронных схем:

где f - частота сигнала;

f₀ - частота квазирезонанса;

,

₁=C₁₆(R₁₅+h_11.5 ),

где K_i13 - коэффициент передачи по току токового зеркала 12;

₁ - коэффициент передачи эмиттерного тока i-го транзистора.

Важной особенностью схемы фиг.2 является возможность реализации ИУ с различными потребительскими свойствами. Так при выборе условия

а также за счет выбора структуры токового зеркала 12 (как видно из соотношения (3)) можно получить

Такой ИУ характеризуется низкой параметрической чувствительностью основных параметров:

, ,

Однако при высокой добротности (Q>>1) это сопровождается уменьшением динамичного диапазона схемы.

С другой стороны, как следует из (3), при реализации условия ₁= ₂ можно получить

Следовательно, за счет выбора значения коэффициента передачи по току K_i13 токового зеркала 12 можно реализовать требуемое значение добротности Q и его коэффициента усиления К₀ (4). При этом, как это следует из (2), значение частоты квазирезонанса f₀ и ее параметрическая чувствительность не изменяются.

Данные теоретические выводы подтверждают графики фиг.4, фиг.5, фиг.8, фиг.9.

Таким образом, заявляемое схемотехническое решение характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления на частоте квазирезонанса f₀ и повышенными величинами добротности Q, характеризующей его избирательные свойства.

Источники информации

1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz N.Prokopenko, A.Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 / - Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53.

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., К.Schmalz, С.Scheytt Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.

3. Операционный усилитель 1427УД1 (NE5517) // Справочник: операционные усилители и компараторы (Авербух В.Д. и др.). - М.: Изд-во «Додэка-XXI», 2001. - стр.225.

4. Операционный усилитель СФ3078 // Справочник: операционные усилители и компараторы (Авербух В.Д. и др.). - М.: Изд-во «Додэка-XXI», 2001. - стр.106.

5. Шкритек П. Справочное руководство по звуковой схемотехнике. - М.: Мир, 1991. - Операционный усилитель LM13600, рис.8.2.1,

6. Патент US 5.371.476.

7. Патент US 3.982.197.

8. Патент US 4.799.026.

9. Патент US 6.750.714.

10. Патент US 4.241.315 fig.4.