дифференциальный усилитель с повышенным коэффициентом усиления

Формула изобретения

1. Дифференциальный усилитель с повышенным коэффициентом усиления, содержащий входной дифференциальный каскад (1) с первым (2) и вторым (3) токовыми выходами, связанными с шиной (4) источника питания через первый (5) и второй (6) сравнительно низкоомные двухполюсники нагрузки, входной транзистор (7) буферного усилителя, эмиттер которого подключен к выходу (8) дифференциального усилителя и токостабилизирующему двухполюснику (9), при этом приращение напряжения на втором (3) токовом выходе входного дифференциального каскада (1) передается на выход (8) дифференциального усилителя, отличающийся тем, что в схему введено дополнительное токовое зеркало (10), вход которого соединен с первым (2) токовым выходом входного дифференциального каскада (1), выход подключен ко второму (3) токовому выходу входного дифференциального каскада (1), а общий эмиттерный выход (11) дополнительного токового зеркала (10) соединен с эмиттером входного транзистора (7) буферного усилителя.

2. Дифференциальный усилитель с повышенным коэффициентом усиления по п.1, отличающийся тем, что в схему введен дополнительный конденсатор (15), включенный между первым (2) токовым выходом входного дифференциального каскада (1) и шиной источников питания, причем емкость дополнительного конденсатора (15) определяется по формуле

C₁₅ C ₃-C ₂,

где C ₃>C ₂ - суммарная емкость в цепи второго (3) токового выхода входного дифференциального каскада (1);

С ₂ - суммарная емкость в цепи первого (2) токового выхода входного дифференциального каскада (1).

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может быть использовано в качестве устройства усиления аналоговых сигналов, в структуре аналоговых микросхем различного функционального назначения (например, SiGe-операционных усилителях (ОУ), компараторах).

В современной аналоговой микроэлектронике широко применяются дифференциальные усилители (ДУ) с активными нагрузками в виде токовых зеркал на биполярных транзисторах, тип проводимости которых противоположен типу проводимости входных транзисторов ДУ. Однако SiGe технический процесс SGB25VD, внедряемый в настоящее время российскими предприятиями для производства РЭА нового поколения, не обеспечивает возможности построения схем с p-n-p транзисторами. Это не позволяет применять традиционные активные нагрузки в ОУ СВЧ-диапазона. Как следствие, в качестве элементов коллекторной цепи входного каскада ОУ разрешается использовать только пассивные элементы - резисторы [1-25]. В конечном итоге это требование ограничивает К_у входного дифференциального каскада и ОУ в целом.

Наиболее близким по технической сущности к заявляемому устройству является ДУ (фиг.1), рассмотренный в патенте Франции фирмы Simens № 2409640, fig.1. Он содержит входной дифференциальный каскад 1 с первым 2 и вторым 3 токовыми выходами, связанными с шиной 4 источника питания через первый 5 и второй 6 двухполюсники нагрузки, входной транзистор 7 буферного усилителя, эмиттер которого подключен к выходу 8 дифференциального усилителя и токостабилизирующему двухполюснику 9.

Существенный недостаток известного ДУ состоит в том, что при реализации двухполюсников нагрузки 5 и 6 в виде резисторов его коэффициент усиления получается небольшим.

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении в 8-20 раз коэффициента усиления по напряжению при выполнении двухполюсников нагрузки в виде сравнительно низкоомных (600-800 Ом) резисторов.

Дополнительная цель - расширение частотного диапазона и уменьшение э.д.с. смещения нуля (U_см).

Поставленная задача достигается тем, что в дифференциальном усилителе фиг.1, содержащем входной дифференциальный каскад 1 с первым 2 и вторым 3 токовыми выходами, связанными с шиной 4 источника питания через первый 5 и второй 6 двухполюсники нагрузки, входной транзистор 7 буферного усилителя, эмиттер которого подключен к выходу 8 дифференциального усилителя и токостабилизирующему двухполюснику 9, предусмотрены новые элементы и связи - в схему введено дополнительное токовое зеркало 10, вход которого соединен с первым 2 токовым выходом входного дифференциального каскада 1, выход подключен ко второму 3 токовому выходу входного дифференциального каскада 1, а общий эмиттерный выход 11 дополнительного токового зеркала 10 соединен с эмиттером входного транзистора 7 буферного усилителя.

Схема заявляемого устройства, соответствующего п.1 формулы изобретения, приведена на фиг.2. На фиг.3 показана схема заявляемого ДУ в соответствии с п.2 формулы изобретения.

На фиг.4 - фиг.5 показаны схема ДУ-прототипа (фиг.4) и схема заявляемого ДУ (фиг.5) в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях интегральных транзисторов IHP, а на фиг.6 - амплитудно-частотные характеристики коэффициента усиления по напряжению сравниваемых схем (фиг.4, фиг.5). Данные графики показывают, что, несмотря на применение низкоомных двухполюсников нагрузки 5 и 6 (R₅=R₆=700 Ом), коэффициент усиления по напряжению предлагаемого ДУ улучшается более чем на порядок (на 27,6 дБ) в сравнении с К_у известного устройства. Это важное достоинство предлагаемого ДУ при его реализации в рамках технологического процесса SGB25VD.

На фиг.7 приведены амплитудно-частотные характеристики сравниваемых схем (фиг.4 и фиг.5) при 100% отрицательной обратной связи. Из этих чертежей следует, что известный ДУ при 100% обратной связи имеет коэффициент передачи К_п=-1 дБ, что обусловлено сравнительно небольшим его усилением в разомкнутом состоянии. В то же время предлагаемый ДУ при емкости коррекции между узлами 2 и 3 (С_кор=7 пФ) имеет К_п=1 (или «0» дБ) до частоты 2,8 ГГц.

На фиг.8 показана температурная зависимость э.д.с. смещения нуля (U_см) сравниваемых схем фиг.4 и фиг.5. Анализ этой зависимости свидетельствует о том, что предлагаемый ДУ имеет более чем на порядок меньшие значения U_см.

На фиг.9 приведена схема ДУ фиг.3 в среде Cadence, а на фиг.10 - зависимость ее верхней граничной частоты (по уровню - 3 дБ) от емкости дополнительного конденсатора 15, который вводится в схему в соответствии с п.2 формулы изобретения. Введение данного конденсатора 15 расширяет полосу пропускания ДУ в 4-5 раз, что не наблюдается в классических схемах.

На фиг.11 показаны амплитудно-частотные характеристики ДУ фиг.9 при разных значениях емкости конденсатора 15.

На фиг.12 приведены амплитудно-частотные характеристики коэффициента усиления по напряжению ДУ фиг.9 в замкнутом (нижний график) и разомкнутом (верхний график) состоянии.

Дифференциальный усилитель с повышенным коэффициентом усиления фиг.2 содержит входной дифференциальный каскад 1 с первым 2 и вторым 3 токовыми выходами, связанными с шиной 4 источника питания через первый 5 и второй 6 двухполюсники нагрузки, входной транзистор 7 буферного усилителя, эмиттер которого подключен к выходу 8 дифференциального усилителя и токостабилизирующему двухполюснику 9. В схему введено дополнительное токовое зеркало 10, вход которого соединен с первым 2 токовым выходом входного дифференциального каскада 1, выход подключен ко второму 3 токовому выходу входного дифференциального каскада 1, а общий эмиттерный выход 11 дополнительного токового зеркала 10 соединен с эмиттером входного транзистора 7 буферного усилителя. В частном случае входной дифференциальный каскад 1 реализован на транзисторах 12 и 13, а также двухполюснике 14.

На фиг.3, в соответствии с п.2 формулы изобретения, в схему введен дополнительный конденсатор 15, включенный между первым 2 токовым выходом входного дифференциального каскада 1 и шиной 16 источников питания, причем емкость дополнительного конденсатора 15 определяется по формуле

С ₁₅ С ₃-С ₂,

где С ₃>С ₂ - суммарная емкость в цепи второго 3 токового выхода входного дифференциального каскада 1;

С ₂ - суммарная емкость в цепи первого 2 токового выхода входного дифференциального каскада 1.

На схеме фиг.3 обозначено:

С_кб.7 - емкость коллектор-база транзистора 7;

С₁₃ - емкость между входом и эмиттерным выходом токового зеркала 10;

С₂ - емкость на подложку транзистора 12;

С₃ - емкость на подложку транзистора 13;

C_R - емкость двухполюсника нагрузки 6;

- приведенная к базе транзистора 7 емкость нагрузки С _н;

С₂₃ - выходная емкость токового зеркала 10.

Рассмотрим работу предлагаемого устройства фиг.2.

В статическом режиме коллекторные токи (I_кi) транзисторов 12, 13 и 7 устанавливаются двухполюсниками 14 и 9:

где I₀=I₉=I₁₄ /2.

Через двухполюсники нагрузки 5 и 6 протекают статические токи, равные 2I₀.

Определим коэффициент усиления по напряжению схемы фиг.2.

Если на вход Вх.⁽⁺⁾1 подается напряжение u_вх , то это вызывает увеличение коллекторного тока транзистора 13 и уменьшение коллекторного тока транзистора 12. Как следствие, напряжение на токовом выходе 3 увеличивается. При этом приращение из передается на выход 8, а затем через общий эмиттерный выход 11 в узел 2. Следует обратить внимание на то, что в заявляемой схеме вследствие ее структурных особенностей обеспечивается равенство переменных напряжений

Изменение u₂ приводит к изменению тока i₂ через эквивалентное сопротивление r₂ в цепи первого 2 токового выхода входного дифференциального каскада 1:

где r₂=R₅||R _вых.2||R_вх.10,

R₅ - сопротивление двухполюсника нагрузки 5;

R _вых.2 - выходное сопротивление входного дифференциального каскада 1 по первому 2 токовому выходу;

R _вх.10 - эффективное входное сопротивление токового зеркала 10.

Причем

где r₁₂=r_э13=2 _т/I₁₄ - сопротивления эмиттерных переходов транзисторов 12, 13;

µ₁₂ 10^-3 - коэффициент внутренней обратной связи транзистора 12.

Приращение тока i₂ поступает на вход токового зеркала 10 и далее на его выход - в цепь второго 3 токового выхода входного дифференциального каскада 1.

Поэтому в узле 3 происходит взаимная компенсация тока через r₃ током через r₂. При этом разностный ток в узле «А»:

где K_i12 - коэффициент передачи по току токового зеркала 10;

r₃ - эквивалентное сопротивление в узле «А»;

r_вх.7 - входное сопротивление буферного усилителя 7.

Если в частном случае выбрать r₂=r₃ и K _i12=1, то эквивалентное сопротивление в узле 3 (R_3.экв ), влияющее на К_у, будет определяться сопротивлением нагрузки R_н, приведенным к базе транзистора 7.

Поэтому коэффициент усиления по напряжению предлагаемой схемы не зависит от сопротивлений двухполюсников 5 и 6, которые могут быть достаточно низкоомными:

где r_э= _т/I_эi;

_т=25 мВ - температурный потенциал;

I_эi - статический ток эмиттера транзисторов 12 и 13.

Таким образом, в схеме фиг.2:

1. На один-два порядка уменьшается влияние сопротивлений двухполюсников нагрузки 5 и 6 на коэффициент усиления К_у по напряжению ДУ фиг.2.

2. Максимальный коэффициент усиления по напряжению К_у.mах схемы фиг.2 определяется свойствами нагрузки ДУ, подключаемой к выходу 8.

3. Входные и выходные импедансы токового зеркала 10 практически не влияют на К_у, так как токи через них не изменяются в связи с тем, что u₂=u₃=u_вых.

В результате предлагаемое схемотехническое решение улучшает более чем на порядок К_у.max, причем это обеспечивается при использовании низкоомных резисторов в качестве двухполюсников 5 и 6 (R₅=R₆=700 Ом), а также при низковольтном напряжении питания (±2 В).

Представленные на фиг.6, фиг.12 графики подтверждают данные теоретические выводы.

Дальнейшим развитием схемы фиг.2 является схема фиг.3, соответствующая п.2 формулы изобретения. Ее особенность - расширение полосы частот (улучшение частотных характеристик К_у = (f)) за счет введения конденсатора 15, емкость которого рассчитывается по формуле

где С ₃>С ₂ - суммарная емкость в цепи второго 3 токового выхода входного дифференциального каскада 1;

С ₂ - суммарная емкость в цепи первого 2 токового выхода входного дифференциального каскада 1.

Как уже отмечалось, основная особенность схем фиг.2 и фиг.3 - равенство напряжений в узлах 2, 3 и 8:

где - комплекс напряжений в i-м узле схемы.

Как следствие, переменная составляющая тока через емкость С ₂ <С₃ компенсирует переменную составляющую тока через емкость С₃ . Однако эта компенсации без введения конденсатора 15 будет неполной, так как С₃ складывается не только из емкости двухполюсника 6 (С_R), емкости на подложку транзистора 3 (С₃ ), выходной емкости токового зеркала 10 (С_23.эф 0), но емкости С_кб.7 транзистора 7, а также емкости нагрузки С_н, пересчитанной в цепь базы транзистора 7 в виде . Таким образом, без конденсатора 15 выполняется неравенство

Поэтому «искусственное» увеличение эквивалентной емкости в узле 2 создает условия для расширения полосы частот ДУ более чем в 4-5 раз (фиг.10, фиг.11). В результате введения конденсатора 15 в схеме фиг.3 реализуется равенство

Заметим, что в традиционных схемах введение шунтирующего конденсатора 15 параллельно любым цепям передачи сигнала привело бы к сужению полосы пропускания ДУ.

Таким образом, предлагаемое устройство имеет существенные преимущества по сравнению с известным по коэффициенту усиления по напряжению К_у, частотному диапазону и напряжению смещения нуля.

Литература

1. Патент Франции № 2409640

2. Патент США № 5.886.577

3. Патент Англии GB 2008883

4. Патентная заявка США US 2009/108882, fig.3

5. Патент Японии JP 54079553

6. Патент WO 9621271

7. Патент США № 4276485

8. Патентная заявка US 2006/0181347, fig.2

9. Патентная заявка WO 2009/042474A2, fig.5

10. Патент США № 6.396.346

11. Патент США № 4.001.608, fig.1

12. Budyakov, A. Design of Fully Differential OpAmps for GHz Range Applications [Текст] / Budyakov A., Schmalz K., Prokopenko N., Scheytt C., Ostrovskyy P. // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: сб. материалов VI Международного научно-практического семинара. В 3-х ч. Ч.1. Функциональные узлы аналоговых интегральных схем и сложных функциональных блоков. / Под ред. Н.Н.Прокопенко. - Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2007 - С.106-110.

13. S.P.Voinigescu, et al., "Design Methodology and Applications of SiGe BiCMOS Cascode Opamps with up to 37-GHz Unity Gain Bandwidth," IEEE CSICS, Techn. Digest, pp.283-286, Nov. 2005, фиг.2.

14. S.P.Voinigescu, et al., "SiGe BiCMOS for Analog, High-Speed Digital and Millimetre-Wave Applications Beyond 50 GHz," IEEE BCTM, pp.1-8, Oct.2006.

15. Патент США № 4.274.394, фиг.2

16. Патент США № 3.619.797

17. Патент США № 3.622.902

18. Патент США № 3.440.554

19. А.св. СССР № 299013

20. Патент Англии № 1.175.329, Н3Т

21. Патент США № 3.304.512

22. Патент США № 4.371.93

23. А.св. СССР № 421105

24. А.св. СССР № 764100

25. А.св. СССР № 669471