способ скалярного управления (3×3)-фазным матричным преобразователем частоты

Формула изобретения

Способ управления 3×3-фазным матричным преобразователем частоты, осуществляемый широтно-импульсной модуляцией напряжения в 2 фазах нагрузки на несущей частоте, превышающей частоту питающего напряжения сети при 4-кратном переключении силовых транзисторов на каждом периоде, происходящем в моменты равенства вырабатываемых в модуляторе 1-фазного опорного сигнала равносторонней пилообразной формы и 3-фазного модулирующего сигнала , который получают потактными изменениями величины и формы гармонического 3-фазного задающего сигнала той же частоты, согласно зависимости с помощью 3-фазной переключательной функции , каждая фаза которой образована чередованием тех или иных тактовых импульсов z_i=1, 2, 6 единичной амплитуды длительностью /3, делящих период задающего сигнала X_A(t) с момента прохождения через нуль в положительную сторону, на шесть равных промежутков времени, отличающийся тем, что фазные значения модулирующего сигнала получают согласно алгоритму:

x _a(t)=z_ai(t)·X_A(t)+z₂ (t)-z₅(t);

x_b(t)=z_bi (t)·X_B(t)-z₁(t)+z₄(t);

x_c(t)=z_ci(t)·X_C(t)-z ₃(t)+z₆(t),

здесь

z_ai (t)=(z₁(t)+z₃(t)+z₄(t)+z ₆(t)); X_A(t)=µsin(k ₀t);

z_bi(t)=(z₂ (t)+z₃(t)+z₅(t)+z₆(t)); X _B(t)=µsin(k ₀t-2 /3);

z_ci(t)=(z₁(t)+z ₂(t)+z₄(t)+z₅(t)); X_C(t)=µsin(k ₀t+2 /3),

где ₀ - круговая частота сети; k= / ₀ - кратность отношения частоты задающего сигнала к частоте сети; µ - глубина модуляции напряжения.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к преобразовательной технике, одним из применений которой служит частотнорегулируемый электропривод. В указанной области широкое применение начинают получать матричные преобразователи частоты, выполняемые на девяти транзисторных ключах с двухсторонней проводимостью тока. По аналогии с автономными инверторами напряжения (АИН) регулирование 3-фазного напряжения и частоты на выходе МПЧ может осуществляться скалярным способом на высокой несущей частоте методами широтно-импульсной модуляции (ШИМ) (см. Сидоров С.Н. Матричный преобразователь частоты - объект скалярного управления. - «Силовая электроника», № 3, 2009 г., с.31).

С целью уменьшения коммутационных потерь мощности в транзисторных ключах число переключений на периоде несущей частоты в схемах АИН уменьшается с шести до четырех. Данная задача может быть решена применением так называемой 2-фазной ШИМ, согласно которой переключения транзисторов происходят чередующимся образом только в двух фазах нагрузки, в то время как в третьей фазе транзистор на всем интервале повторяемости, равном 1/6-ой периода выходного напряжения, остается во включенном состоянии. Несмотря на переключения только в двух фазах, выходное напряжение благодаря свойству связности 3-фазной нагрузки сохраняет симметричную форму. Другое достоинство 2-фазного варианта по сравнению с классическим 3-фазным вариантом синусоидальной ШИМ состоит в лучшем использовании сетевого питающего напряжения.

Наиболее близкое решение содержится в работе Н.В.Донского и К.А.Чубукова «Сравнение автономных инверторов напряжения с двухфазной векторной и широтно-импульсной модуляциями» - Динамика нелинейных дискретных электротехнических и электронных систем: Материалы 8-й Всероссийской н.т.к., Чебоксары. Изд. ЧТУ. 2009 г., стр.246-252. Представленный в данной работе способ 2-фазной ШИМ осуществляется на основе скалярного принципа управления на несущей частоте, превышающей частоту питающего напряжения сети при 4-кратном переключении силовых транзисторов на каждом периоде несущей частоты, происходящим в моменты равенства вырабатываемых в модуляторе 1-фазного опорного сигнала равносторонней пилообразной формы и 3-фазного модулирующего сигнала который получают потактными изменениями величины и формы гармонического 3-фазного задающего сигнала той же частоты, согласно зависимости с помощью 3-фазной переключательной функции каждая фаза которой образована чередованием тех или иных тактовых импульсов z_i=1, 2, 6 единичной амплитуды длительностью /3, делящих период задающего сигнала X_A(t) с момента прохождения через нуль в положительную сторону на шесть равных промежутков времени.

Перечисленные достоинства 2-фазной ШИМ достигаются благодаря приданию модулирующим сигналам специальной формы. Однако, как отмечается в описании прототипа, эти сигналы, обеспечивая квазисинусоидальную форму линейных напряжений, могут приводить к искажениям формы фазных напряжений нагрузки.

Предлагаемое изобретение позволяет перенести идею 2-фазной ШИМ из области управления АИН в область управления МПЧ. Достигаемый результат представлен в виде уменьшения числа переключений силовых транзисторов на периоде несущей частоты и повышения коэффициента преобразования сетевого напряжения. Для этого фазные значения модулирующих сигналов предлагается формировать согласно зависимостям:

x_a(t)=z_ai(t)·X_A (t)+z₂(t)-z₅(t);

x_b (t)=z_bi(t)·X_B(t)-z₁(t)+z ₄(t);

x_c(t)=z_ci(t)·X _C(t)-z₃(t)+z₆(t).

Здесь:

z_ai(t)=(z₁(t)+z₃ (t)+z₄(t)+z₆(t)); Х_А(t)=µSin(k ₀t);

z_bi(t)=(z ₂(t)+z₃(t)+z₅(t)+z₆(t)); X_B(t)=µSin(k ₀t-2 /3);

z_ci(t)=(z₁(t)+z ₂(t)+z₄(t)+z₅(t)); X_C(t)=µSin(k ₀t+2 /3),

где ₀ - круговая частота сети; k= / ₀ - кратность отношения частоты задающего сигнала к частоте сети; µ - глубина модуляции напряжения.

Предлагаемый способ управления может быть реализован с помощью МПЧ, обобщенная схема силовой и управляющей частей которого изображены на фиг.1. На фиг.2 в раскрытом виде приведена схема блока формирования модулирующих сигналов (БФ), работу которого иллюстрируют диаграммы на фиг.3. На фиг.4, 5 представлены результаты проверки предлагаемых решений методом компьютерного моделирования. Диаграммы на фиг.6 служат для сравнительной оценки коэффициента преобразования напряжения при одном из существующих и новом способах управления.

Силовая часть устройства выполнена в виде матрицы (1) размерностью 3×3 на транзисторных ключах V1-V9 с двухсторонней проводимостью тока, горизонтальные шины которой подключены к фазам e_A , e_B, e_C питающей сети, а вертикальные шины - к цепям 3-фазной нагрузки 2. Управляющая часть (3) содержит блок БФ (4), входы которого служат для подачи 3-фазного задающего сигнала X_A(t), X_B(t), X_C гармонической формы, а выходы для получения 3-фазного модулирующего сигнала x_a(t), x_b(t), x_c(t) несинусоидальной формы. Имеется также блок модулятора-распределителя (5), на входах которого происходит обычное для скалярных систем управления сравнение модулирующих и поступающего из блока (6) опорного x_on (t) сигналов, результатом которого является получение на выходах блока (5) девяти последовательностей управляющих импульсов для ключей в составе матрицы (1). Согласно фиг.2 блок БФ содержит формирователь (7) тактовых импульсов z₁-z₆ , 3-канальный аналоговый умножитель (8), каждый канал которого выполнен на двухвходовых схемах умножения (9-14), с подключенным на выходе 3-канальным аналоговым сумматором (15), каждый канал которого представляет собой 6-тивходовой суммирующий усилитель (16). На выходах аналогового сумматора формируются модулирующие сигналы x_a(t), x_b(t), x_c(t), поступающие далее на входы модулятора-распределителя (5).

Работу устройства рассмотрим на примере одного из каналов БФ с задающим сигналом X_A(t)=µSin(k ₀t) на входе и модулирующим сигналом x_a (t) на выходе. Из схемы фиг.2 видно, что указанный задающий сигнал поступает на первые входы аналоговых умножителей и одновременно - на запускающий вход формирователя (7). Полагается, что каждое прохождение X_A(t) через нуль в положительную сторону приводит к появлению на выходах этого формирователя периодической последовательности тактовых импульсов z₁-z₆ единичной амплитуды, делящих период указанного задающего сигнала на шесть равных промежутков времени длительностью /3. Поступление тактовых импульсов на вторые входы умножителей разрешает прохождение задающего сигнала через БФ на соответствующих промежутках времени без искажений формы этого сигнала. В данном случае такое поступление импульсов z₁, z₃ , z₄, z₆ происходит на вторые входы умножителей (9, 11, 12, 14), что будет сопровождаться периодическим появлением на интервалах 2 /3 сигнала X_A(t) на выходах указанных умножителей, а затем и на выходе сумматора (16). В отличие от указанных импульсы с остальных выходов формирователя z₂, (-z₅ ) поступают на оба входа умножителей (10, 13) и потому будут повторяться по форме с учетом знака сначала на выходах указанных умножителей, а затем - на выходе сумматора 16 в виде импульсов постоянной амплитуды x_a(t)=±1 и длительности /3. В результате сигнал x_a(t) приобретает на периоде 2 форму кусочной функции, которая образуется чередованием участков 2 /3 с гармоническим законом изменения и участков длительностью /3, соответствующих работе БФ в режиме насыщения. Аналогичным образом происходит работа других каналов блока (4). Результатом служит получение 3-фазного модулирующего сигнала чередующиеся изменения которого с периодом /3 происходят в каждый момент времени лишь в двух фазах. Как отмечалось, эти изменения осуществляются по гармоническому закону и происходят только в двух фазах нагрузки с амплитудой, зависящей от глубины модуляции µ=0-1. В то время как в третьей фазе модулирующий сигнал в течение каждого интервала повторяемости /3 остается на постоянном максимальном уровне. Кроме фазных сигналов на фиг.3 представлена весьма близкая к синусоиде форма линейного модулирующего сигнала x_a(t)-x_b (t). Данные диаграммы свидетельствуют о том, что при µ=1 предлагаемый способ не ведет к существенным искажениям управляющих воздействий, в связи с чем снижения качества выходного напряжения МПЧ ожидать не следует.

Подтверждением служат представленные на фиг.4, 5 результаты компьютерного моделирования. Диаграммы на фиг.4 иллюстрируют предлагаемый способ на следующих этапах формирования управляющих сигналов и выходных напряжений. Видно, что сравнение модулирующих x_a(t), x_b (t), x_c(t) и опорного x_on (t) сигналов позволяет получить в модуляторе три (по числу фаз) последовательности управляющих имульсов для транзисторных ключей V1,4,7; V2,5,8 и V3,6,9 соответственно. Последующее распределение и подача этих импульсов из блока (5) на силовые транзисторы приводит к появлению в цепях нагрузки 3-фазного напряжения e_a, e_b , e_c и тока i_a, i_b, i_c . С целью сравнения на фиг.5 приведены аналогичные диаграммы 3-фазной синусоидальной ШИМ. Сравнение показывает, что предлагаемый способ управления снижает число переключений на каждом периоде с шести до четырех, позволяя тем самым уменьшить в соответствующее число раз коммутационные потери мощности в силовых транзисторах. Покажем, что одновременно с этим происходит возрастание максимального напряжения, которое, как известно, ограничивается в преобразователях частоты процессами синусоидальной ШИМ. Сравнительный анализ максимальных напряжений в условиях 3- и 2-фазной ШИМ осуществим, вычислив предельное значение среднетактового напряжения в одной из фаз нагрузки. Диаграммы на фиг.6 показывают, что условием получения такого напряжения является симметричное расположение такта относительно вершины косинусоиды модулирующего сигнала максимальной амплитуды. Предварительное отыскание моментов переключений t₁ , t₂, t₃ в точках равенства модулирующих x_a(t), x_b(t), x_c(t) и опорного x_on(t) сигналов позволяет рассчитать указанное напряжение по формуле:

а затем сравнить полученное значение с амплитудой фазного напряжения сети. Расчеты показывают, что при вариациях несущей частоты в диапазоне 1-10 кГц коэффициент преобразования, как отношение указаных напряжений, в условиях 3-фазной ШИМ находится в пределах u_dm/E_фм=0.83-0.86. Замечаем, что в условиях 2-фазной ШИМ уменьшение числа переключений сопровождается таким же уменьшением доли нулевых пауз в составе импульсов выходного напряжения. В связи с этим коэффициент преобразования напряжения в режиме 2-фазной ШИМ повышается, как показали расчеты, до уровня 0.87 и выше. Подтверждением данного свойства служит возросшая амплитуда тока нагрузки на диаграммах фиг.4 по сравнению с аналогичными диаграммами на фиг.5.