линеаризованный усилитель

Формула изобретения

Линеаризованный усилитель, содержащий первый и второй идентичные усилительные каскады, причем выход первого соединен с входом второго через линейный элемент, отличающийся тем, что первый и второй усилительные каскады выполнены по неинвертирующей схеме с общим затвором, или общей базой, или общей сеткой, линейный элемент является согласующим, а его коэффициент передачи определяется соотношением



где коэффициент нелинейных искажений каскада по второй гармонике;

коэффициент нелинейных искажений каскада по третьей гармонике;

a₁ коэффициент усиления каскада.

Описание изобретения к патенту

Предлагаемое устройство относится к радиотехнике и может быть использовано в радиотехнических установках, содержащих усилители, в которых по условиям работы могут возникать нелинейные искажения третьего порядка: третья гармоника входного сигнала, а также интермодуляционные помехи (ИП) третьего порядка, например в широкополосных усилителях различного назначения. Предлагаемое устройство может найти применение для борьбы с ИП третьего порядка во входных усилителях радиоприемных устройств.

Известны двухканальные устройства ослабления продуктов нелинейности в усилителях (см. патент ФРГ N 2718172, кл. H 03F 1/32, 1976; а. с. СССР N 1406720, кл. H 03F 1/32, 1986), в которых предусмотрен дополнительный к основному канал усиления. Противофазное сложение выходных напряжений каналов позволяет при определенных условиях скомпенсировать ИП третьего порядка либо третью гармонику.

Недостатком подобных двухканальных устройств является ухудшение отношения сигнал/шум по сравнению с классическим одноканальным усилителем за счет влияния шумов дополнительного канала.

Из известных устройств наиболее близким к изобретению по технической сущности является усилитель с низким уровнем четных гармоник по патенту США N 4628278, кл. H 03F 1/32, 1987 г. Это устройство содержит включенные последовательно первый инвертирующий усилительный каскад, аттенюаторный каскад и второй инвертирующий усилительный каскад. Эффект подавления второй гармоники (и ослабления всех прочих четных гармоник) достигается при идентичности характеристик обоих усилительных каскадов. При этом коэффициент затухания аттенюатора должен быть численно равен коэффициенту усиления усилителей. Или, что то же самое, коэффициент передачи аттенюатора определяется как обратная величина коэффициента усиления каскадов.

В рассматриваемом устройстве происходит полное подавление второй гармоники и частичное подавление остальных четных гармоник. Но подавление нечетных гармоник, например третьей или более высокого порядка, принципиально невозможно. Это обусловлено принятой структурой усилителя. Два инвертирующих каскада, как показано ниже, не позволяют получить фазовые соотношения, благоприятные для подавления нечетных гармоник. К тому же упомянутое выше затухание аттенюатора не является оптимальным для нечетных гармоник, что не позволяет также выполнить необходимые амплитудные соотношения. Для доказательства предположим, что на входе усилителя действует гармонический сигнал U_вх= U_вхcost. Выходной ток первого инвертирующего широкополосного каскада можно представить в виде



где S₁ крутизна характеристики активного элемента;

производная крутизны;

вторая производная крутизны.

Существенным моментом является отрицательность кубичного члена, выполняющаяся практически для всех усилителей в режиме слабой нелинейности (см. Голубев В. Н. Оптимизация главного тракта приема радиоприемного устройства, 1982 г. стр. 108. Д. Уайт. Электромагнитная совместимость радиоэлектронных средств и непреднамеренные помехи, т. 1, 1977 г. стр. 287).

Выходное напряжение первого каскада

U_вых.1= i_вых.1R_н1= -₁U_вх-₂U²_вх+₃U³_вх, (2)

где R_H1 сопротивление нагрузки;



При гармоническом входном сигнале



где

здесь a₁ коэффициент усиления первого каскада (коэффициент первой гармоники); a₂ коэффициент второй гармоники; a₃ - коэффициент третьей гармоники; U_вх амплитуда входного напряжения.

На выходе аттенюатора напряжение

U_A A U_вых.1 U_вх.2, (6)

где A коэффициент передачи аттенюатора. Это напряжение является входным для второго каскада, выходной ток которого по аналогии с (1) представим в виде



где S₂ крутизна характеристики активного элемента второго каскада;

производная крутизны;

вторая производная крутизны.

Выходное напряжение усилителя

U_вых.2= -i_вых.2R_н2= -₁U_A-₂U²_A+₃U³_A, (8)

где R_H2 сопротивление нагрузки второго каскада;



Используя (4) и (6), находим выходное напряжение в виде



где

Здесь b₁ коэффициент усиления второго каскада; b₂ - коэффициент второй гармоники; b₃ коэффициент третьей гармоники.

Из (10) следует, что в слабонелинейном режиме выходное напряжение прототипа содержит первую гармонику, т.е. полезный сигнал (первое слагаемое), вторую гармонику (второе слагаемое) и третью гармонику.

Т. к. каскады идентичные, то коэффициенты гармоник соответственно равны a₁=b₁; a₂=b₂; a₃=b₃,

поэтому



Из этого выражения следует, что вторая гармоника на выходе рассматриваемого усилителя (прототипа) образована двумя противофазными компонентами и может быть скомпенсирована, если выражение в скобках обращается в ноль, т.е. a₂(1-a₁A)= 0. Отсюда оптимальный коэффициент передачи аттенюатора действительно определяется выражением



т. е. определяется как обратная величина коэффициента усиления. Что касается третьей гармоники, то, как следует из (12), она образована тремя синфазными компонентами и ни при каком A не может обратиться в ноль. Таким образом, можно считать доказанным, что прототип не подавляет третью гармонику в принципе. То же можно сказать и о продуктах интермодуляции третьего порядка.

Предлагаемое устройство решает задачу подавления третьей гармоники. При этом подавляется также продукт интермодуляции третьего порядка. Этот результат достигается благодаря тому, что в известном устройстве, содержащем первый и второй идентичные усилительные каскады, первый и второй усилительные каскады выполнены по неинвертирующей схеме с общим затвором (ОЗ) или с общей базой (ОБ), или с общей сеткой (ОС). Выход первого усилительного каскада соединен с входом второго через согласующее устройство (СУ), коэффициент передачи которого определяется соотношением

,

и соотношением



где a₁ коэффициент усиления усилительного каскада;

коэффициент нелинейных искажений (КНИ) по второй гармонике;

КНИ по третьей гармонике.

Отметим, что коэффициент усиления в КНИ усилительного каскада по гармоникам всегда известны. Например, они легко определяются экспериментально с помощью селективного вольтметра.

Применение двух идентичных неинвертирующих усилительных каскадов (вместо двух идентичных инвертирующих в прототипе) позволяет обеспечить противофазность компонент третьей гармоники (и ИП 3-го порядка), что создает принципиальную возможность компенсации третьей гармоники. Выбор коэффициента передачи СУ в соответствии с выражением обеспечивает равенство амплитуд противофазных компонент, благодаря чему происходит компенсация третьей гармоники и интермодуляционного продукта третьего порядка. Другие нечетные гармоники (кроме первой) также частично ослабляются. Замена аттенюатора согласующим устройством диктуется применением каскадов типа ОЗ, ОБ или СУ, у которых входное сопротивление невелико. В связи с этим возникает необходимость согласования большого выходного сопротивления первого каскада с малым входным сопротивлением второго. Следует особенно подчеркнуть, что в заявленном устройстве применяются типовые неинвертирующие каскады в типовом усилительном режиме. Свойство подавления продуктов нелинейности третьего порядка возникает в результате последовательного соединения двух таких каскадов через согласующее устройство с определенным коэффициентом передачи.

На фиг. 1 представлена блок-схема усилителя с уменьшенным содержанием третьей гармоники. На фиг.2 представлена частная реализация устройства на полевых транзисторах. На фиг.3 представлена экспериментальная зависимость КНИ по третьей гармонике от коэффициента передачи аттенюатора: сплошная линия для заявленного устройства, пунктир для прототипа.

Устройство содержит (см. фиг.1) первый усилительный каскад 1, согласующее устройство (СУ) 2, второй усилительный каскад 3.

Усилитель 1 выполнен по неинвертирующей схеме с общим затвором (ОЗ) (либо с общей базой, либо с общей сеткой).

Усилитель 3 однотипен с усилителем 1 и имеет такие же характеристики. Именно применение двух одинаковых неинвертирующих усилителей вместо двух одинаковых инвертирующих усилителей в прототипе обеспечивает противофазность составляющих третьей гармоники, т.е. делает компенсацию возможной в принципе, т.к. обеспечивается фазовое условие компенсации. Применение двух неинвертирующих усилителей типа ОЗ (ОБ или ОС) требует включения согласующего устройства, обеспечивающего согласование высокого выходного сопротивления первого каскада с низким входным сопротивлением второго каскада. Эту функцию выполняет согласующее устройство 2. Кроме того, оно обеспечивает определенное ослабление продуктов, выходящих с первого каскада, в результате чего уровни противофазных составляющих третей гармоники во втором каскаде оказываются одинаковыми, т.е. выполняется амплитудное условие компенсации. Причем выбор коэффициента передачи согласующего устройства осуществляется иначе, чем выбор коэффициента передачи аттенюатора в прототипе. В результате совокупного действия обоих факторов: применения неинвертирующих усилителей и выбора определенного коэффициента передачи согласующего устройства третья гармоника на выходе устройства оказывается подавленной. Аналогично подавляется ИП третьего порядка.

В схеме, представленной на фиг.2, первый усилитель 1 и второй усилитель 3 выполнены на полевых транзисторах 2П303Д по схеме ОЗ. Согласующее устройство выполнено активным на полевом транзисторе 2П903А по схеме повторителя. Выбор сравнительно мощного транзистора 2П903А обеспечивает линейность СУ при типичных для транзисторов 2П303Д уровнях входных сигналов. Отметим, что СУ может быть выполнено пассивным на линейных элементах, например, в виде трансформатора.

Устройство работает следующим образом. Входное напряжение с частотой и начальной фазой v поступает на вход усилителя 1, т.е. на исток, эмиттер или катод активного элемента. На управляющий электрод (затвор, базу, сетку), который в данной схеме является общим, это напряжение поступает с фазой (+), т. е. уже во входной цепи данного усилительного каскада происходит инвертирование фазы. В активном элементе за счет линейного члена ВАХ образуются ток на основной частоте с фазой (+). За счет квадратичного члена образуется вторая гармоника с частотой 2 и фазой 2(+). За счет кубичного члена образуется третья гармоника с частотой 3 и фазой 3(+)+. Здесь дополнительный поворот на p обусловлен отрицательностью кубичного члена усилителя в слабонелинейном режиме (см. стр. 2). Протекая в нагрузке, эти токи образуют выходное напряжение усилителя на основной частоте с фазой (+)+ = , на частоте второй гармоники с фазой 2(+)+ = 2+, на частоте третьей гармоники с фазой 3(+)+ = 3+. Другими словами, в выходной цепи данного усилительного каскада опять происходит инвертирование фазы. В результате сигнал на основной частоте имеет ту же фазу, что и на входе (линейный член положителен), вторая и третья гармоники сдвинуты по фазе на p (квадратичный член и кубический член отрицательны).

Все продукты с выхода первого каскада 1 через СУ 2 поступают на вход второго каскада 3, идентичного первому. Здесь происходит усиление составляющей третьей гармоники, образовавшейся в первом каскаде, причем ее фаза с учетом инвертирования на входе и выходе равна 3+. За счет кубичного члена происходит образование третьей гармоники с фазой 3+ из сигнала на основной частоте аналогично тому, как это происходило в первом каскаде. И наконец, за счет квадратичного члена происходит образование третьей гармоники из второй гармоники, образовавшейся в первом каскаде, и сигнала на основной частоте по закону 2+ = 3. Фаза этого продукта [(2+)+]+ = 3, здесь дополнительный поворот на обусловлен отрицательностью квадратичного члена. Таким образом, на выходе второго каскада, т.е. на выходе усилителя, имеются три компоненты третьей гармоники: две синфазные, образовавшиеся за счет кубичных членов каскадов, и одна противофазная, образовавшаяся за счет квадратичного члена. При определенном выборе коэффициента передачи согласующего устройства амплитуды противофазных компонент могут быть сделаны одинаковыми, что означает компенсацию третьей гармоники. Аналогичным образом подавляется продукт интермодуляции третьего порядка.

Найдем оптимальное значение коэффициента передачи СУ, обеспечивающее подавление третьей гармоники.

Выходной ток первого широкополосного каскада можно представить в виде



где S₁ крутизна характеристики активного элемента;

производная крутизны;

вторая производная крутизны;

U_вх.1 напряжение на управляющем электроде активного элемента.

Здесь существенной является отрицательность кубичного члена, которая имеет место для каскадов в слабонелинейном режиме (см. стр.2).

С входным напряжением усилителя U_вх это напряжение связано очевидным соотношением

U_вх.1 -k₁U_вх, (14)

где знак минус учитывает противофазность входного напряжения и напряжения управляющего электрода (затвора, базы или сетки) в схемах ОЗ, ОБ, ОС. Коэффициент k₁1 учитывает наличие естественной отрицательной обратной связи в этих схемах. Поэтому



Выходное напряжение первого каскада



где R_н1 сопротивление нагрузки;



При гармоническом входном сигнале имеем в слабонелинейном режиме

(18)

где

Здесь

a₁ коэффициент усиления первого каскада; a₂ коэффициент второй гармоники; a₃ коэффициент третьей гармоники.

На выходе СУ напряжение

U_A A U_вых.1, (20)

где A коэффициент передачи СУ.

Это напряжение является входным для второго каскада. Выходной ток второго каскада по аналогии с (13) запишется в виде



где S₂ крутизна характеристики активного элемента второго каскада;

производная крутизны;

вторая производная крутизны;

U_вх.2 напряжение на управляющем электроде.

С входным напряжением второго каскада (20) это напряжение связано соотношением

U_вх.2 -k₂U_A, (22)

где k₂1 учитывает наличие естественной отрицательной обратной связи во втором каскаде, а знак минус учитывает противофазность входного напряжения и напряжения управляющего электрода. С учетом (22) выходной ток



Выходное напряжение усилителя

U_вых= -i_вых.2R_н2= ₁U_A-₂U²_A-₃U³_A, (24)

где R_н2 сопротивление нагрузки второго каскада;



Используя (20) и (16), находим выходное напряжение в виде





Здесь b₁ коэффициент усиления второго каскада, b₂ - коэффициент второй гармоники, b₃ коэффициент третьей гармоники.

Т. к. каскады идентичные, то коэффициенты гармоник соответственно равны: a₁=b₁; a₂=b₂; a₃=b₃, поэтому



(ср. с выражением (12) для прототипа). Из этого выражения следует, что третья гармоника (третье слагаемое) содержит противофазные компоненты и может быть скомпенсирована, если выражение в скобках обращается в ноль. После элементарных преобразований получаем условие компенсации в виде



где a₁ коэффициент усиления каскада;

коэффициент нелинейных искажений каскада по второй гармонике;

коэффициент нелинейных искажений каскада по третьей гармонике (см. Манаев Е.И. Основы радиоэлектроники, М. 1985, стр. 255).

На основании этого выражения оптимальное значение коэффициента передачи аттенюатора, обеспечивающее компенсацию третьей гармоники (и ИП 3-го порядка), определяется соотношением



если ,

или соотношением



если , при этом выбирается наибольшее из двух, практически реализуемое значение A.

Особенно подчеркнем, что входящие в эти выражения величины являются известными параметрами типового неинвертирующего каскада (ОЗ, ОБ или ОС) в типовом усилительном режиме, например в режиме A. Эти параметры легко определяются путем измерения уровней первой U₁, второй U₂ и третьей U₃ гармоник на выходе каскада с последующим вычислением по общеизвестным формулам (см. Манаев, стр. 255):



При этом, если коэффициент передачи A, определяемый по формуле (30), обеспечивает частичную компенсацию 3-ей гармоники (и ИП 3-го порядка).

Если , A, определяемый из (30), обеспечивает полную компенсацию.

Если же то имеются два значения A, определяемых из формулы (31), обеспечивающих полную компенсацию 3-ей гармоники (и ИП 3-го порядка). Из них из соображений получения наибольшего возможного коэффициента усиления всего усилителя целесообразно выбрать наибольшее из двух, практически реализуемое A. Для усилительных каскадов, работающих в режиме малой нелинейности, более типичным оказывается соотношение когда выбор коэффициента передачи аттенюатора осуществляется на основании (30).

Возможность подавления 3-ей гармоники в усилителе, построенном по блок-схеме фиг. 1, подтверждена экспериментально. Эксперимент проводится на макете усилителя, схема которого представлена на фиг.2. Коэффициент передачи аттенюатора изменялся с помощью резистора R₄. На вход усилителя подавался гармонический сигнал с частотой 150 кГц, напряжением U_вх=300 мВ. На выходе усилителя измерялось селективным вольтметром напряжение на частоте входного сигнала U₁ и на частоте третьей гармоники U₃. Результат представлен на фиг.3 в виде зависимости коэффициента нелинейных искажений по третьей гармонике определенного как отношение напряжения 3-ей гармоники на выходе к напряжению 1-ой гармоники (см. Манаев, стр. 255), от коэффициента передачи аттенюатора.

Из кривой следует, что минимум 3-ей гармоники имеет место примерно при A 0,42.

Для сравнения пунктиром на фиг.2 дана аналогичная зависимость для усилителя по схеме прототипа на тех же транзисторах. Кривая подтверждает отсутствие компенсации третьей гармоники в прототипе.

Оценим оптимальное значение коэффициента передачи аттенюатора по соотношениям (30) и (31). Первый и второй каскады усиления имеют в отдельности параметры: a₁ 2,1; 3,0210^-2; 9,9610^-4. Величина , следовательно, определять коэффициент передачи следует по формуле (30), которая дает A 0,43, что практически совпадает с экспериментом.

В заключение оценим эффективность подавления 3-ей гармоники по сравнению с прототипом. При оптимальном значении коэффициента передачи аттенюатора КНИ по третьей гармонике для заявленного устройства составляет согласно фиг.2 (в минимуме) K_3f1,310^-4. Для прототипа оптимальное значение коэффициента передачи составляет A_п 0,47. Для этого значения согласно пунктирной кривой на фиг. 2 K_3f.п 3,810^-3. Следовательно, для заявленного устройства при прочих равных условиях содержание третьей гармоники в выходном сигнале в K_3f.п/ K_3f29 раз меньше, чем в прототипе.