дифференциальный усилитель с управляемым коэффициентом усиления

Формула изобретения

Дифференциальный усилитель с управляемым коэффициентом усиления, содержащий первый (1) и второй (2) входные транзисторы параллельно-балансного каскада, эмиттеры которых соединены с токовым входом (3) параллельно-балансного каскада, базы соединены с соответствующими первым (4) и вторым (5) основными входами дифференциального усилителя, а коллекторы связаны с первым (6) и вторым (7) выходами дифференциального усилителя и цепью нагрузки (8), первый (9) и второй (10) транзисторы цепи управления усилением, базы которых подключены к управляющему входу (11) дифференциального усилителя, эмиттеры связаны с первым (12) источником опорного тока, а коллекторы связаны с первым (6) и вторым (7) выходами дифференциального усилителя, отличающийся тем, что в схему введены дополнительный резистор (13) и дополнительный источник опорного тока (14), причем дополнительный резистор (13) включен между объединенными эмиттерами первого (9) и второго (10) транзисторов цепи управления усилением и токовым входом (3) параллельно-балансного каскада, к которому подключен дополнительный источник опорного тока (14).

Описание изобретения к патенту

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может быть использовано в качестве широкополосного усилителя, коэффициент передачи по напряжению которого зависит от уровня сигнала управления (u_y). Такие устройства применяются в структуре аналоговых микросхем различного функционального назначения, системах автоматической регулировки усиления, аналоговых перемножителей сигналов и т.д.

В настоящее время в аналоговой микросхемотехнике в составе систем электронной регулировки усиления широкое применение находит дифференциальный усилитель с управляемым статическим режимом. Данная структура стала основой для построения многих известных в настоящее время управляемых усилителей и аналоговых перемножителей сигналов на базе дифференциальных каскадов [1-17].

Ближайшим прототипом является дифференциальный усилитель (фиг.1), описанный в патенте США № 4.286,226, фиг.5, содержащий первый 1 и второй 2 входные транзисторы параллельно-балансного каскада, эмиттеры которых соединены с токовым входом 3 параллельно-балансного каскада, базы соединены с соответствующими первым 4 и вторым 5 основными входами дифференциального усилителя, а коллекторы связаны с первым 6 и вторым 7 выходами дифференциального усилителя и цепью нагрузки 8, первый 9 и второй 10 транзисторы цепи управления усилением, базы которых подключены к управляющему входу 11 дифференциального усилителя, эмиттеры связаны с первым 12 источником опорного тока, а коллекторы связаны с первым 6 и вторым 7 выходами дифференциального усилителя.

Особенность схемы известного дифференциального усилителя фиг.1 состоит в том, что уровень его выходного статического напряжения не зависит от уровня сигнала управления u_y , что делает его привлекательным для применения в схемах с непосредственной связью каскадов. Следует также отметить, что схема фиг.1 может выполнять функции перемножителей сигналов u_x и u _y.

В цифровых интегральных микросхемах результатом увеличения скорости обработки информации стали тенденции постоянного уменьшения напряжения питания, что является «анафемой» в аналоговом проектировании с высокими характеристиками. При технологических нормах 350 нм (3.3 В) по-прежнему достаточно схемотехнических возможностей для аналоговых проектировании с высокими характеристиками, хотя наличие 5 В питания было бы предпочтительнее. При нормах 180 нм (1.8 В) процесс усложняется и статические характеристики аналоговых устройств страдают. В этой связи необходимо развитие новых подходов к проектированию микросхем, ориентированных на снижение мощности, улучшение производительности при низковольтном питании.

В рамках собственных программ развития ряд ведущих микроэлектронных фирм, в т.ч. российских, начинают использовать технологическое оборудование для 0,25 мкм SiGe-технологии SGB25VD, способное в рамках единого цикла изготовить высококачественные гетеропереходы. Это позволяет реализовать субмикронные транзисторы Х диапазона, а также использовать экономичные режимы для СВЧ интегральных схем относительно высокого уровня интеграции. Однако технология SGB25VD накладывает дополнительные и существенные для схемотехники аналоговых микросхем ограничения, выражающиеся в невозможности использования комплементарных транзисторов и относительно низковольтных режимов их работы (U_кэ.max =2,9÷3,0 В).

Создание IP блоков для SiGe технологии SGB25VD является (наряду с ее освоением) важнейшей задачей для зарубежных и отечественных центров проектирования аналоговых микросхем.

Существуют схемотехнические методы, позволяющие использовать однотипные транзисторы с относительно низким напряжением их питания в структуре не только различных узлов и устройств, но и СФ блоков систем на кристалле. Этот важнейший для указанной проблемы теоретический результат позволяет в перспективе расширить область практического использования SGB25VD SiGe технологии и, следовательно, повысить технико-экономические показатели микроэлектронных изделий. Так, например, создание новой под указанную технологию схемотехники управляемых усилителей и аналоговых перемножителей позволит не только повысить качественные показатели СВЧ фильтров, квадратурных модуляторов и демодуляторов и других устройств нового поколения, образующих СФ блоки СВЧ РЭА специального назначения, так и создать принципиально новую номенклатуру ИС более широкого функционального применения.

Последние несколько лет источники питания с напряжением 5 В вытесняются более низковольтными. Требования к уменьшению рассеиваемой мощности и уменьшению числа батарей в таких приложениях, как беспроводные устройства связи и персональные компьютеры, привели к снижению напряжения питания в цифровых схемах до уровня 1,5 В. Эта тенденция, как отмечалось выше, реализована в современных SiGe транзисторах, которые сконструированы так, чтобы обеспечить максимальную частоту среза (f₁ ) в компромиссе с напряжением пробоя (U_пp). Для кремниевых транзисторов существует следующее фундаментальное ограничение: f₁×U_пр const.

Таким образом, малые размеры транзисторов, обеспечивающие высокие значения f₁ (до 200 ГТц), привели к снижению напряжения питания микросхем до 1,2÷1,5 В.

Уменьшение напряжения питания (Е_п) в биполярных схемах приводит к появлению новых проблем и некоторые из них становятся особенно важными при напряжении питания менее 2 В. Принципиальная сложность уменьшения напряжения Е_п состоит в том, что биполярный транзистор имеет фиксированное напряжение база-эмиттер U_бэ, которое не уменьшается линейно с уменьшением технологических норм, так как

где _т=kT/q, I_к - ток коллектора и I _s - обратный ток эмиттерного р-n перехода. При этом параметры транзистора и уровни тока оказывают слабое влияние на напряжение U_бэ. На практике плотность тока в биполярном транзисторе (I_к/I_s), изменяя свое значение, также слабо влияет на напряжение U_бэ. Если в используемой технологии U_бэ=0,7÷0,8 В, то использование 1,5 В источника питания приводит к тому, что между «землей» и шиной Е_п не может быть включено больше, чем один переход база-эмиттер.

Учитывая вышесказанное, а также численные значения напряжения U_бэ 700÷800 мВ, можно сделать вывод о том, что запрещается использовать многоярусные дифференциальные пары или каскодные конфигурации (архитектуры) при напряжении питания 1,5 В.

Таким образом, отсутствие возможности масштабирования напряжения на переходе база-эмиттер еще больше обостряет проблему дальнейшего масштабирования напряжения питания схем на биполярных транзисторах.

Существенный недостаток известного устройства фиг.1 состоит в том, что оно оказывается работоспособным только при сравнительно больших уровнях напряжения питания (±Е _п>2,2÷2,4 В). Это связано с особенностями архитектуры известного ДУ, которая имеет «двухярусную» структуру. Схема фиг.1 оказывается неработоспособной при напряжениях , меньших 1,5 В, так как здесь должно быть

где U_o.12 - минимальное напряжение на источнике тока 12;

U_эб 0,7÷0,8 В - напряжения эмиттер-база транзисторов 2 и 10 в активном режиме.

При типовом построении двухполюсника 12 численные значения

U_o.12 0,7 В. Таким образом, в известном ДУ . Кроме этого, в известном ДУ достаточно трудно обеспечить высокую линейность характеристики управления в широком диапазоне изменения u_y.

Основная цель предлагаемого изобретения состоит в уменьшении напряжения питания дифференциального усилителя с управляемым коэффициентом усиления до уровня 1,5 В.

Дополнительная цель - повышение линейности характеристики управления ДУ без потери его базового свойства - способности работать при

.

Поставленная цель достигается тем, что в ДУ, содержащем первый 1 и второй 2 входные транзисторы параллельно-балансного каскада, эмиттеры которых соединены с токовым входом 3 параллельно-балансного каскада, базы соединены с соответствующими первым 4 и вторым 5 основными входами дифференциального усилителя, а коллекторы связаны с первым 6 и вторым 7 выходами дифференциального усилителя и цепью нагрузки 8, первый 9 и второй 10 транзисторы цепи управления усилением, базы которых подключены к управляющему входу 11 дифференциального усилителя, эмиттеры связаны с первым 12 источником опорного тока, а коллекторы связаны с первым 6 и вторым 7 выходами дифференциального усилителя, предусмотрены новые элементы и связи - в схему введены дополнительный резистор 13 и дополнительный источник опорного тока 14, причем дополнительный резистор 13 включен между объединенными эмиттерами первого 9 и второго 10 транзисторов цепи управления усилением и токовым входом 3 параллельно-балансного каскада, к которому подключен дополнительный источник опорного тока 14.

На фиг.1 показана схема ДУ-прототипа, на фиг.2 - схема заявляемого ДУ в соответствии с формулой изобретения.

На фиг.3 представлена схема ДУ фиг.2 в среде компьютерного моделирования PSpice на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар».

Амплитудно-частотная характеристика коэффициента усиления по напряжению К_u ДУ фиг.2 при разных значениях u_Y=U_var показана на фиг.4.

Регулированная характеристика ДУ фиг.2 представлена на фиг.5.

Зависимость уровня выходного синфазного статического напряжения ДУ фиг.2 (u _вых.с) приведена на фиг.6.

На фиг.7 показана зависимость выходного дифференциального напряжения U_вых ДУ фиг.2 от напряжения на входе канала «х» U_x при различных напряжениях u_y на управляющем входе 11.

Заявляемый дифференциальный усилитель фиг.2 содержит первый 1 и второй 2 входные транзисторы параллельно-балансного каскада, эмиттеры которых соединены с токовым входом 3 параллельно-балансного каскада, базы соединены с соответствующими первым 4 и вторым 5 основными входами дифференциального усилителя, а коллекторы связаны с первым 6 и вторым 7 выходами дифференциального усилителя и цепью нагрузки 8, первый 9 и второй 10 транзисторы цепи управления усилением, базы которых подключены к управляющему входу 11 дифференциального усилителя, эмиттеры связаны с первым 12 источником опорного тока, а коллекторы связаны с первым 6 и вторым 7 выходами дифференциального усилителя. В схему введены дополнительный резистор 13 и дополнительный источник опорного тока 14, причем дополнительный резистор 13 включен между объединенными эмиттерами первого 9 и второго 10 транзисторов цепи управления усилением и токовым входом 3 параллельно-балансного каскада, к которому подключен дополнительный источник опорного тока 14.

Заявляемый ДУ работает следующим образом.

В статическом режиме при нулевом напряжении (u _y=0) на управляемом входе 11 резистор 13 не влияет на работу схемы, так как напряжения на его правом и левом выводах практически одинаковы. Ток источника опорного тока 14 делится пополам между эмиттерами транзисторов 1 и 2 и определяет коэффициент усиления по напряжению со входа 4 на дифференциальный выход 6-7:

где u₆₇ - приращение напряжения между выходными узлами 6 и 7;

u_x - приращение напряжения на входе 4;

R8 - сопротивление левого (правого) резисторов цепи нагрузки 8;

_т 25 мВ - температурный потенциал;

I₁₄ - ток двухполюсника 14.

Если u_y получает положительное приращение относительно общей шины, то это создает приращение тока через резистор 13

где R₁₃ - сопротивление резистора 13.

Как следствие, суммарный ток I ₀ общей эмиттерной цепи ДУ уменьшается

Это приводит к уменьшению коэффициента усиления по напряжению К_u:

Если u_y<0, то суммарный ток общей эмиттерной цепи ДУ увеличивается и К_u растет:

Предельное значение К_u достигает при :

где I₁₂ - ток двухполюсника 12.

С другой стороны, ток делится пополам между эмиттерами транзисторов 9 и 10 и передается на выходы 6 и 7. При этом данное приращение тока компенсирует в нагрузке 8 приращение токов

коллектора транзисторов 1 и 2. Как следствие, выходное синфазное напряжение ДУ фиг.2 не зависит от уровня сигнала управления u _y (фиг.6).

Фиг.4 показывает, что при R ₁₃=1 кОм коэффициент усиления К_u заявляемого ДУ изменяется более чем на 35 дБ. Если выбрать R₁₁ =100 Ом, то диапазон изменения u_y, при котором K _u изменяется на 35 дБ, сужается до 200 мВ.

Замечательная особенность заявляемого ДУ - возможность работы при . Действительно при типовом построении источников опорного тока 12 и 14 (на биполярных транзисторах) активный статический режим всех транзисторов ДУ фиг.2 реализуется при . В ДУ-прототипе это невозможно. Таким образом, заявляемый ДУ характеризуется более высокими качественными показателями при низковольтном питании.

Источники информации

1. Патент США № 4.286.226, фиг.5.

2. Патент США № 6.211.718, фиг.3.

3. Патент AU № 198065562 A1, H03F 3/45.

4. Патентная заявка США № 2006/0232334, фиг.3.

5. Патент США № 6.229.395, фиг.1.

6. Патент США № 4.306.198, фиг.3.

7. Патентная заявка США № 2006/0132237, фиг.2.

8. Патент WO 2003/028210.

9. Патентная заявка США № 2008/0136523, фиг.3.

10. Патент США № 4.331.929.

11. Патент США № 4.227.256.

12. Патент США № 5.256.984.

13. Патент США № 6.753.732.

14. Патентная заявка США № 2005/0052239.

15. Патентная заявка США № 2007/0090876.

16. Патент США № 6.374.736, фиг.1.

17. Патент ЕР № 1.231.709.